撇開危險性不說，電路設計還有好壞之分，一個電路可能是好的設計，也可能是垃圾。無論專業(yè)還是愛好者類雜志，都存在一定數(shù)量的劣質電路設計。也許你認為出版行業(yè)的專業(yè)人員應該在某種程度上扮演質量把控的角色，以確保只有高質量的電路設計才能發(fā)表。然而問題在于，很多真正優(yōu)秀的工程師都在公司里忙于設計，這跟其它諸多行業(yè)一樣。

 

涉足危險區(qū)

 

讓我們來看一個最令人難忘的電子工程設計災難。令我震驚的是，它竟然于1996年發(fā)布在最受歡迎的電子愛好者雜志上，發(fā)表這個電路設計是不負責任的。除此之外，還有一些不那么嚴重但仍很重要的問題。

 

這個電路用于D類開關音頻功率放大器，這一技術不僅早在1975年就已經被詳細地介紹過了（就在這些非常流行的電子愛好者雜志上），而且索尼在這一時期制造出了第一個商用開關音頻功率放大器。當時，索尼研發(fā)出了因垂直J-FET型結構而得名的V-FET器件。作為FET，這些器件輕松地實現(xiàn)了與高質量音頻相匹配的250kHz開關頻率的高速需求（這意味著采樣速率比理想的上限頻率高一個數(shù)量級）。廣義D類放大器的基本拓撲類似于Sigma-Delta調制器:

 

圖1：一個正確設計的D類開關音頻功率放大器的基本拓撲結構。

 

需要注意的是，這個廣義拓撲的設計都是正確的。調制器包含在一個封閉的反饋環(huán)路內，以確保忠實還原輸入信號。輸出濾波器在反饋回路外部，極大地簡化了穩(wěn)定性問題，實際上還可以支持更大的帶寬。這個基本拓撲圖省略了很多細節(jié)。比如，功率器件的門極驅動（包括索尼的原始V-FET）帶來了一些需要級聯(lián)跟隨器等電路的挑戰(zhàn)。

 

D類開關設計所獨有的一個難點在于，它們依賴于輸出級中未使用能量的再循環(huán)來實現(xiàn)其效率。當從單個輸出級為負載提供直流電壓驅動時，就會產生問題。我們可以利用圖2中的基本電路來解釋。圖2所示電路基于一個假設，那就是我們試圖生成一個負輸出電壓。它還包括一些實際電路中不會出現(xiàn)的器件，像D3和D4。增加這兩個二極管的目的是為了強調一個事實，即多數(shù)供電電源具有很好的拉電流特性，但灌電流卻很糟糕。

 

圖2：這一電路顯示單端D類只能用于沒有直流分量的交流信號。

 

上面圖2所示電路描述下面的MOSFET Q2導通，向負載提供必要的電流以產生負輸出。任何一個中間輸出電壓就決定了小于100%（或大于0%）的占空比，因此如底部的示意圖所示，最終Q2關斷，Q1導通。在這些條件下，受輸出濾波器內電感作用的影響，電流持續(xù)流向同一個方向，其唯一通道是從Q2源極，通過D1反激式二極管，到Q2漏極，然后進入正電源。這樣的電流方向會引起正電源電壓每個周期都上升一點，直到高到足以損害電路器件。

 

這個電路不可能暴露在直流輸入端，也不能形成一個可以作為靜態(tài)直流輸出出現(xiàn)的偏移 。在這種情況下，輸出濾波器的再生能量將會提高軌道上與負載供電相反的電源電壓（例如，負載端正直流電平將會對負電源軌起到推動作用）。索尼通過交流耦合輸入來處理這個問題，內置一個能夠關閉放大器的“電壓升高檢測器”。一個更巧妙的解決辦法是將開關放大器設置成全橋，以便可以回收能量。

 

一個嚴重的工程設計災難

 

現(xiàn)在我們已經大致描述了一個設計合理的D類放大器的基本原理，接下來就讓我們通過兩張原理圖（圖3中的放大器和圖4中的電源設計）來看看所謂的“工程設計災難”。顯而易見，這一業(yè)余級的D類放大器設計中既沒有負反饋，也沒有輸出濾波。這是一個開關頻率為50kHz的開環(huán)架構。是的，它是可行的，但絕對達不到高保真級別。

 

圖3：這是脈寬調制器最簡單的實現(xiàn)方式。它是一個開環(huán)回路，而且沒有輸出濾波器，這是一個很粗糙的設計。

 

放大器沒有輸出濾波也能工作，畢竟揚聲器不能對50kHz做出響應。濾波可改善這一電路可能產生的嚴重失真問題。更糟糕的后果是來自較長的揚聲器引線的RFI（射頻干擾）問題，揚聲器引線會攜帶具有大量強大諧波的50kHz開關波形。這很有可能會打擾到你的鄰居。

 

脈寬調制器由最基本的比較器組成，其中一側輸入端為三角波形，另一側輸入端為所需的模擬信號。鑒于50kHz的低開關頻率，將比較器輸出耦合到功率器件的電路只能盡可能的簡單。

 

對于輸出器件，更是沒有任何電流限制或其它保護。揚聲器引線短路肯定會導致災難性的后果。更不用說可能引起的其它風險了，比如輸出器件的短路和高電流有可能引起火災。

 

如果這還不算是糟糕透頂?shù)?、幾乎不值得花費金錢或時間去設計的電路，那么這項工程設計的最大災難非電源設計莫屬。請注意，這位作者是從老式管類設備入手的，例如5管無變壓器式無線電設計，其內部電路是直接連接到交流電端的。然而，那個時候，制造商在這方面也非常老道，你不會看見任何類型的外部連接器孔，而且任何客戶可能觸碰到或抓住的也都經過細致的絕緣處理。因此，我對于直連交流電源的設備操作并不陌生，它可以處理得很好，但很容易被忽視。

 

圖4：請勿設計這樣的供電電路。如果一定要這樣做，必須通過隔離變壓器將其連接至交流電源。

 

再次強調，這一放大器的電源直接連接到交流電只是一個基本問題。由于放大器電路本身輸入和輸出端外部連接的必要性，缺乏隔離措施可能引起更加危險的后果。當交流電源接通時，用戶可能會接觸到連接線。

 

一些讀者可能會觀察到示意圖中交流電線兩側都沒有明顯的“直接”連接，例如輸入插孔或揚聲器連接。那么就讓我對此來說明一下，當您使用交流電源線時，會面對以下兩種場景之一：1）無絕緣；2）絕緣（使用某種類型的變壓器完全隔離交流電線路）。在場景2中，絕不可能通過放大器上的任何連接，經由交流線路產生電流，進而絕對確保操作人員的電氣安全。這里描述的放大器并沒有這種隔離。雖然可以通過整流器、濾波器帽、TRIAC和一些電阻器來建立交流線路的電流路徑，但一旦接觸到人，仍然極具風險。交流電源線是我們通常接觸到的最危險的電能源。當人們接觸到交流電連接時，絕緣是絕對有必要的，這是毋庸置疑的。

 

這會延伸到交流線路安全問題，包括交流電源線的極性，確保低端總是與地面位于同側。然而所有這些問題在任何設計合理的電路中都是應該避免的，采取的措施就是使用電源變壓器。前面討論的這種放大器只需簡單地包含一個常用的隔離變壓器，至少能確保安全（但不一定很好）。

 

作為后話，值得一提的是，該雜志在后續(xù)期刊中發(fā)表了一些聲明，指出這個電路設計欠缺隔離的問題。然而，對新手們來說，一開始便嘗試這樣的設計，著實是可怕的。

 

除了以上的問題，其實這個電源設計在某些方面還算巧妙，它使用TRIAC交流線路相位控制作為51V電源的一個高效“粗調”穩(wěn)壓器。但是，當你了解到相位控制調節(jié)會產生相當大的RFI，并且有悖于現(xiàn)代電源設計時，它就顯得沒那么巧妙了?，F(xiàn)代電源設計側重功率因數(shù)校正，引入了電流波形圖的波形和相位，并盡可能地使其與電壓波形圖（參見相位控制調光器）保持一致。簡而言之，電源中的電流會沿著交流電正弦波的電壓波形圖，在多處以短脈沖形式流動。光譜上會顯得很凌亂。顯然，這只是其中一個較小的問題。

 

不合格問題

 

上世紀80年代，一家著名的政府科研機構主辦的雜志發(fā)表了一篇設計筆記，是關于如何通過運算放大器電路實現(xiàn)更高帶寬的。其中只包含一個簡單的、非常通用的原理圖（圖5）。

 

圖5：該電路被視為增加運算放大器電路帶寬的可行方法。實際上，這可能是運算放大器最不穩(wěn)定的結構之一。

 

對運算放大器和反饋理論有基本了解的人都會很容易意識到，假設運算放大器的開環(huán)增益顯著高于反饋電阻的比率，則信號增益僅能按照反饋電阻的比率來進行設置。當開環(huán)增益下降到等于或小于基于反饋電阻設置的值時，此時的頻率就決定了帶寬。除非選擇不同的運算放大器，否則無法改善開環(huán)增益中增益與頻率的關系。

 

簡單的檢測表明，我們正在本是單極系統(tǒng)的反饋路徑中放置一個極點，這種情況只會使系統(tǒng)更趨于不穩(wěn)。

 

這種電容可能的唯一影響是瞬態(tài)響應過沖加劇，并大幅提高高頻噪聲（可能作者注意到高頻噪聲的增加，并由此推斷出更高的帶寬）。在某些情況下，還會發(fā)生直接振蕩。

 

偽科學

 

大約在1996年中期，某電子愛好者雜志上刊登了一篇關于魔術燈的文章，聲稱通過簡單地應用普通的臺燈調光器電路，可以大大提高白熾燈的效率。實際上，這種電路更加糟糕，因為它是半波。

 

作者聲稱，使用30V燈泡而不是100V燈泡，其電壓和電流只是后者的三分之一，因此可以節(jié)省90％的電能。

 

馬上就有人開始好奇，比如如何對光輸出進行比較（使用光度計測量是顯而易見的，但很容易出現(xiàn)測量誤差），并指出30V燈泡并沒有比110V燈泡的溫度更低。但是，這里的關鍵性錯誤在于126º延遲半波相位控制中，平均值和有效值RMS之間存在3:1的巨大差異。

 

這種設計之所以會大行其道，是因為作者采用的是非?；?、便宜的儀器來測量電壓和電流，而且測量的是非線性波形。更令人驚訝的是，該設計方法還被授予了專利（美國專利 5463307）。

 

為嘗試了解這類電路的測量方法，該作者對全波TRIAC調光器電路進行了一些測量，如圖6所示。該電路與魔術燈電路的不同之處在于，魔術燈為半波，而這一電路為全波，但它能夠說明測量中的問題。

 

圖6：TRIAC調光器電路。

 

隨著調光器兩端交流電壓在每個周期的增加，電容器開始充電。當達到約30V時，DIAC會斷掉并傳導，將電壓降到足夠低來讓電容器放電，從而觸發(fā)TRIAC。由于這是交流半導體，因此每半個周期重復一次。

 

在圖7中，我們能夠看到一張照片，里邊有用于測量臺燈負載兩端電壓的示波器，并聯(lián)一個普通的平均值交流電壓表。示波器測量功能被設置為測量周期有效值電壓。圖7顯示了電流測量的結果（通過一個2Ω電阻器）。如果用這一電表來計算功率，則可以得出結論：負載在32.7V時消耗33mA電流，功耗為1.08W。而實際上，它是在55V時消耗了56mA電流，功耗為3.08W。

 

圖7：示波器設置為測量負載電壓，并聯(lián)一個傳統(tǒng)的平均值交流電表。請注意，示波器測量功能可捕獲的實際有效值為55V，而電表卻顯示為32V。

 

圖8：圖7中的設置是通過2Ω電阻器測量電流。同樣，平均測量結果是不準確的，其讀數(shù)偏低。

 

作者：Jerry Steele，安森美半導體

 

本文轉載自電子技術設計。


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