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準諧振反激，變壓器該如何設計？

發(fā)布時間：2020-02-07 責任編輯：wenwei

【導讀】準諧振反激式變換器(Flyback Converter)由于能夠實現(xiàn)零電壓開通，減少了開關損耗，降低了EMI噪聲，因此越來越受到電源設計者的關注。但是由于它是工作在變頻模式，因此導致諸多設計參數(shù)的不確定性。如何確定它的工作參數(shù)，成為設計這種變換器的關鍵，本文給出了一種較為實用的確定方法。

近年來，一些著名的國際芯片供應商陸續(xù)推出了準諧振反激式變換器的控制IC，例如安森美的NCP1207、IR公司的IRIS40XX系列、飛利浦的TEA162X系列以及意法半導體的L6565 等。正如這些公司宣傳的那樣，在傳統(tǒng)的反激式變換器當中加入準諧振技術，既可以實現(xiàn)開關管的零電壓開通，從而提高了效率、減少了EMI噪聲，同時又保留了反激式變換器所固有的成本低廉、結構簡單、易于實現(xiàn)多路輸出等優(yōu)點。因此，準諧振反激式變換器在低功率場合具有廣闊的應用前景。但是，由于這種變換器的工作頻率會隨著輸入電壓及負載的變化而變化，這就給設計工作(特別是變壓器的設計)造成一些困難。本文將從工作頻率入手，詳細闡述如何確定準諧振反激式變換器的幾個主要設計參數(shù)：最低工作頻率、變壓器初級電感量、折射電壓、初級繞組的峰值電流等。

準諧振反激式變換器的工作原理

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圖 1：準諧振反激式變換器原理圖。

圖 1 是準諧振反激式變換器的原理圖。其中：LP為初級繞組電感量，LLEAK為初級繞組漏感量，RP是初級繞組的電阻，CP是諧振電容。

由圖 1 可見，準諧振反激式變換器與傳統(tǒng)的反激式變換器的原理圖基本一樣，區(qū)別在于開關管的導通時刻不一樣。圖 2 是工作在斷續(xù)模式的傳統(tǒng)反激式變換器的開關管漏源極間電壓VDS的波形圖。這里VIN是輸入電壓，VOR為次級到初級的折射電壓。

由圖 2 可見，當副邊繞組中的能量釋放完畢之后(即變壓器磁通完全復位)，在開關管的漏極出現(xiàn)正弦波振蕩電壓，振蕩頻率由LP、CP決定，衰減因子由RP決定。對于傳統(tǒng)的反激式變換器，其工作頻率是固定的，因此開關管再次導通有可能出現(xiàn)在振蕩電壓的任何位置(包括峰頂和谷底)?？梢栽O想，如果控制開關管每次都是在振蕩電壓的谷底導通，如圖 3 所示，那么就可以實現(xiàn)零電壓導通(或是低電壓導通)，這必將減少開關損耗，降低EMI噪聲。實現(xiàn)這一點并不困難，只要增加磁通復位檢測功能(通常是輔助繞組來實現(xiàn))，以便在檢測到振蕩電壓達到最低點時打開開關管，就能達到目的。這實質上就是準諧振反激式變換器的工作原理，前文提到的幾種IC均能實現(xiàn)這個功能。由此帶來的問題是其工作頻率是變化的，從而影響了其它設計參數(shù)的確定。

圖 2：斷續(xù)模式的反激式變換器的開關管漏極電壓波形。

圖 3：準諧振反激式變壓器的開關管漏極電壓波形。

圖 4：MOSFET 的漏源極間電壓波形。

設計參數(shù)的確定

設計反激式變換器，通常需要確定以下參數(shù)：

IPMAX：初級繞組的最大峰值電流；

VINMIN：最低直流輸入電壓；

LP：初級繞組電感量；

VOR：次級到初級的折射電壓。

對于工作頻率fS恒定的反激式變換器，以上參數(shù)可以通過輸入輸出指標以及選用的相關元器件等信息來確定，這個過程比較簡單。但是，對于準諧振反激式變換器，上述過程就比較復雜，這是因為在準諧振模式下，工作頻率fS是變化的，fS變化了，IPMAX和LP也就無法確定，整個設計似乎是無從下手，這正是本文所要解決的問題。

首先詳細分析一下準諧振反激式變換器的工作周期。圖 3 是準諧振反激式變換器的MOSFET的漏極電壓在一個工作周期內的波形。由圖可見，準諧振模式的工作周期由三部分組成：TON、TOFF、TW。

當開關管導通時，初級繞組(感量為LP)有電流流動，這個電流將以斜率VIN/LP逐漸增大。當電流達到預定的最大值IP時，控制器將關斷開關管。因此，開關管的導通時間TON可由等式(1)確定：

開關管關閉后，存儲在變壓器中的能量將被傳遞到次級繞組。TOFF代表了次級繞組釋放能量的過程，其值可由等式(2)確定：

其中，LS：次級繞組電感量，IPS：次級繞組峰值電流，VOUT：輸出電壓，VDS：輸出整流二極管的壓降。

設變壓器初次級繞組的匝比為 N，即：

則存在以下關系：

將(4)、(5)、(6)式代入(2)式可得：

當次級繞組中的能量釋放完畢之后，次級繞組將停止導通，初級繞組上的折射電壓VOR也將消失。由于初級電感量LP和開關管漏極電容CP以及電阻構成一個RLC諧振電路，因此折射電壓將按等式(8)變化：

其中，a=RP/(2*LP)，是衰減因子，

是諧振頻率。由此可得開關管的漏極電壓為：

觀察(9)式可知，當

時，VDS(t)具有最小值。解方程(10)可得：

該值就是我們要求的TW，即：

至此就可得出準諧振反激式變換器的一個完整工作周期為：

則其工作頻率：

另外，對于反激式變換器還存在以下的功率傳遞等式：

式中：POUT為輸出功率；η為變換器的效率。

對(14)式進行整理可得：

將 (15)式代入(13)式整理可得：

(16)式中，PO和VIN是已知量，可由設計要求確定。效率η的經(jīng)驗值是 0.8～0.9，對高電壓輸出取 0.85～0.9，對低電壓輸出取 0.8～0.85。這樣，對于(16)式，要想解出IP的值，還必須確定VOR、CP、fS三個未知量，下面逐一進行分析。

1.VOR是次級到初級的折射電壓。在傳統(tǒng)的反激式變換器中，它的取值與開關管的漏極擊穿電壓VDSS、最大輸入直流電壓VINMAX等參數(shù)有關。在準諧振模式下也是如此，稍有不同的是，在準諧振模式下，為了在盡可能大的范圍內實現(xiàn)零電壓導通，VOR總是希望取得大一些，因此通常會選用 800V的MOSFET?？砂?17)式確定VOR的大?。?/div>

式中，ΔV為初級繞組的漏感LLEAK與開關管的漏極電容CP形成的尖峰電壓，經(jīng)驗取值為 0.2VDSS，則(17)式變?yōu)椋?/div>

2.CP是開關管漏極對地的電容，屬于諧振電容。它與初級繞組的漏感LLEAK形成第一個諧振電路，與初級繞組的電感LP形成第二個諧竦緶貳５諞桓魴癡竦緶吩誑毓芄囟鮮輩夥宓繆梗虼司齠ㄗ趴毓萇系淖罡叩繆梗壞詼魴癡竦緶肪齠ㄗ徘拔奶岬降腡W。CP的確定可分兩種情況，一是開關管的漏極沒有額外增加電容，C P只包括MOSFET的漏源極間電容COSS和其它一些分布電容(注：此時電源系統(tǒng)要增加RCD箝位電路以抑制電壓尖峰)。這種情況下，CP可用COSS來近似地表示。也許有人會提出，COSS會隨MOSFET的漏源極間電壓VDS的變化而變化，這該如何確定？實際上，不必為此擔心，因為只有當VDS特別小時，COSS才會有顯著的變化。如果我們取VDS=25V時的COSS，則不會有什么影響(大部分公司的數(shù)據(jù)手冊中給出的COSS，大多是在V DS=25V的條件下測得的)。第二種情況是開關管的漏極額外增加了一個電容CD，此時CP包括CD以及COSS等雜散電容。CP可由(19)式來確定：

其中，IP：初級繞組的峰值電流，LLEAK：初級繞組的漏感。

整理(19)式可得：

工程中常取LLEAK=0.2*LP，將其代入(20)式可得：

另外，對(14)式進行整理可得：

將(22)式代入(21)式可得(23)式：

按照(23)式得出的Cp，在較大輸出功率(例如大于60W)的情況下，計算值可能偏大。當然，較大的Cp值可以很好地抑制開關管漏極的尖峰電壓，但是Cp值過大，會使開關管在導通瞬間流過很大的尖峰電流，這個尖峰電流一方面會增加損耗，另一方面會形成EMI噪聲，嚴重時甚至會引起控制芯片的誤動作，影響系統(tǒng)的正常工作。

在這種情況下，我們應采取折衷的方法，減小Cp的取值(一般可取 100pF-2200pF之間的值)，同時使用RCD箝位電路來抑制開關管上的尖峰電壓。這樣做既可以減少開關管漏極分布電容的離散性對系統(tǒng)設計的影響，又可以避免產生過大的尖峰電流，同時對抑制開關管上的尖峰電壓也有一定的好處。

3、fS是系統(tǒng)的工作頻率。對于準諧振模式，工作頻率是變化的，在設計時，應該以最小的工作頻率來確定其它相關參數(shù)，因此，fS在這里亦表示系統(tǒng)最小的工作頻率。它的確定須從兩方面考慮，一方面為了采用較小尺寸的變壓器，必須提高fS；另一方面為了降低開關損耗以及減少EMI噪聲，fS應取得小些。折衷考慮，通常取fS的范圍是 25KHz-50KHz。

至此，三個未知量VOR、Cp、fS都得到了確定，將它們代入(16)式，就可得出Ip，再將Ip代入(15)式，就可得出Lp，確定了這些關鍵參數(shù)，下一步就可以設計變壓器、輸入回路、輸出回路、反饋電路和保護電路等，這些設計過程與傳統(tǒng)的反激式變換器的設計過程相同，這里就不再論述。

本文小結

準諧振反激式變換器的設計具有其自身的特殊性，它的關鍵參數(shù)的確定不但需要理論等式的計算，還需要實踐經(jīng)驗的分析假定，當然也需要結合實際電路的波形對參數(shù)進行恰當?shù)恼{整，只有這樣，才能充分發(fā)揮準諧振反激式變換器的高效率、低 EMI、小體積以及低成本的優(yōu)勢。

準諧振反激，變壓器該如何設計？

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