在USB適配器、手機充電器以及系統(tǒng)偏置電源等大量低功耗應用中，低成本準諧振/非連續(xù)模式反激式轉(zhuǎn)換器是常見選擇（圖1）。這類轉(zhuǎn)換器設計效率高，成本極低。因此為什么不考慮在自己的設計中使用雙極性節(jié)點晶體管(BJT)呢？

　　

這樣做有兩個非常有說服力的理由：一個是BJT的成本遠遠低于FET；另一個是BJT的電壓等級比FET高得多。這有助于設計人員降低鉗位電路和/或緩沖器電路的電氣應力與功耗。使用BJT的唯一問題是許多工程師已經(jīng)習慣于FET，或是在他們的電源轉(zhuǎn)換器中從來不將BJT用作主開關(guān)(QA)。本文將探討如何估算/計算在非連續(xù)/準諧振模式反激式轉(zhuǎn)換器中使用的NPNBJT的損耗。

圖1：離線高電壓BJT適配器反激電路

　　

在深入探討計算BJT損耗的方法之前，需要對雙極性晶體管模型做一個基本了解。一個雙極性晶體管的最簡單形式是一個電流控制型電流汲/開關(guān)?；鶚O(B)輸入可控制從集電極(C)流向發(fā)射極(E)的電流。圖2是NPNBJT的概念和原理圖。該器件摻雜有兩個被P（正電荷原子）摻質(zhì)區(qū)隔開的N（負電荷原子）半導體區(qū)?；鶚O與P材料相連，而發(fā)射極和集電極則分別連接至晶體管的兩個N區(qū)域。

圖2：BJT半導體(a)和原理圖符號(b)

　　

基極發(fā)射極結(jié)點的功能與二極管類似。在基極發(fā)射極結(jié)點施加正電壓，會吸引N材料（與發(fā)射極(E)連接）的自由電子。這些自由電子遷移到P材料中后，會造成N材料的自由電子匱乏。N材料中的自由電子匱乏會從偏置電源（與基極和發(fā)射極相連）的負端吸引電子，形成完整電路允許電流通過。B節(jié)點和E結(jié)點的負偏置會導致多余電子從P材料中吸引出來。這會斷開電路，阻止電流流動，就像對二極管進行反向偏置一樣。

　　

在基極發(fā)射極結(jié)點處于正向偏置，而集電極至發(fā)射極路徑為偏置時，這可打開洪流柵極，允許電流流動。連接至集電極的正偏置會吸引自由電子流向集電極端，在N材料中形成電子匱乏。這可吸引來自基極的電子，將其耗盡在N材料中?，F(xiàn)在電流就可流經(jīng)集電極和發(fā)射極的耗盡層，形成完整電路。集電極電流(IC)的數(shù)量可能會比基極電流(IB)多好幾個數(shù)量級。IC與IB之間的比值一般稱為晶體管的DC電流增益。在產(chǎn)品說明書中也可表達為Beta(β)或hFE。注意，在晶體管產(chǎn)品說明書中，該比值在特定條件下給出，可能會有明顯的變化。

場效應晶體管(FET)是中間功耗范圍（30W到1KW）的熱門選擇，因為FET的傳導損耗普遍小于BJT的傳導損耗。但在偏置電源與適配器等15W至30W的低功耗應用中，開關(guān)電流較小。因此，BJT可用于發(fā)揮較低成本及較高電壓額定值的優(yōu)勢。但這類器件并不完美，在設計過程中需要應對一些不足。

在使用FET時，柵極只有在柵極電容充放電時才傳導電流。在基極發(fā)射極結(jié)點處于正向偏置時，BJT一直都在傳導。此外，在關(guān)斷飽和BJT時，由于存儲電荷原因，有相當一部分集電極電流會從晶體管基極流出。這與FET不同，F(xiàn)ET的柵極驅(qū)動器從來不會出現(xiàn)FET的漏極電流。這將為反激式控制器的基極驅(qū)動器帶來更多應力。在為此類設計選擇反激式控制器時，應確保其可控制和驅(qū)動適配器應用中的BJT。UCC28722反激式控制器經(jīng)過專門設計，可控制將BJT用作主開關(guān)的準諧振/非連續(xù)反激式轉(zhuǎn)換器。該反激式控制器的驅(qū)動器電路詳見圖3。

圖3：控制器基極驅(qū)動器內(nèi)部電路

　　

要計算此類低功耗反激式應用中BJT的功耗情況，需要基本了解BJT的波形（圖4）。注意，BJT集電極電壓(VC)、集電極電流(IC)以及電流傳感電阻器電壓(VRCS)可被截斷5WUSB適配器?；鶚O電流(IB)和輸出二極管電流(IDC)只是畫出來表現(xiàn)對應的電流，可能不是實際量級。

圖4：準諧振反激式轉(zhuǎn)換器中BJT的開關(guān)波形

 

在t1時間段的起點，集電極電流為0。基極使用19mA的最小驅(qū)動電流(IDRV(MIN))驅(qū)動，該電流可逐步遞增至37mA的最大驅(qū)動電流(IDRV(MAX))。由于集電極電流是從0開始的，因此在開關(guān)周期的起點為基極提供最大驅(qū)動電流既沒必要，也無效率。開關(guān)保持導通，直至達到最大驅(qū)動電流為止，該最大驅(qū)動電流可通過控制器控制律確定。初級電流通過電流傳感電阻器(RCS)感應。在t1時間段內(nèi)，變壓器(T1)通電，BJT驅(qū)動到飽和狀態(tài)。一旦在t1終點達到所需電流時，就可通過FET將BJT的基極拉低。此時，所有的集電極電流都將流出晶體管基極，注入DRV控制器引腳(IDRV)。

　　

在t2時間段，基極集電極結(jié)點進入反向恢復，晶體管保持導通，直至基極電流消耗到大約集電極電流的一半。注意，該時間段集電極電流與發(fā)射極電流之差即為流經(jīng)晶體管基極的電流。晶體管保持導通，集電極電流的量級大致保持不變。該時間段也稱為BJT存儲時間(tS)，可在器件的產(chǎn)品說明書上查到。

　　

存儲時間結(jié)束、t3開始時，晶體管開始關(guān)斷。在這個時間段內(nèi)，晶體管PN兩個結(jié)點都進入了反向恢復。在晶體管關(guān)斷，集電極電流將耗盡時，基極和發(fā)射極共享集電極電流。集電極電壓逐漸升高，直至器件完全關(guān)斷。當BJT完全關(guān)斷時，集電極電壓達到最大值。該電壓是輸入電壓、變壓器反射輸出電壓以及變壓器漏電感造成的峰值電壓之和。

　　

在t4時間段內(nèi)，能量不僅提供給二次繞組，而且二極管DG開始傳導，從而可為輸出提供能量。當變壓器的能量耗盡時，集電極電壓開始圍向接地。該電壓可通過輔助繞組的匝數(shù)比(NA/NP)傳感。當控制器觀察到變壓器失電，就可增加t5延遲來實現(xiàn)谷值開關(guān)。注意，圖4中的波形只是一個截圖，此時轉(zhuǎn)換器工作在近臨界傳導狀態(tài)下，正在進行谷值開關(guān)。控制器不僅可調(diào)節(jié)初級電流的頻率和幅度，而且還可驅(qū)動轉(zhuǎn)換器進入非連續(xù)模式，從而可控制占空比。這些轉(zhuǎn)換器的最大占空比發(fā)生在轉(zhuǎn)換器工作在設計設定的近臨界傳導狀態(tài)下時。

　　

估算BJT中傳導及開關(guān)損耗的計算方法與二極管類似?；鶚O、發(fā)射極和集電極飽和電壓可按電池進行建模，與二極管正向電壓類似。平均電流可用來估算平均傳導損耗。在本應用中，計算中涉及的所有電流均為三角形或梯形。平均計算不僅使用基本幾何原理，而且還有清楚的記錄。主要差別在于BJT具有電荷存儲延遲(tS)。BJT晶體管的基極需要在器件開始關(guān)斷之前，移除一定數(shù)量的存儲電荷(QS)。這就需要知道如何計算PN結(jié)點的反向恢復電荷(QR)。反向恢復電荷是指讓半導體器件停止傳導所需的反向電荷數(shù)量。

　　

為了計算BJT開關(guān)(QA)的損耗，我們來看看使用NPN晶體管（工作在115VRMS輸入下）的5WUSB反激式轉(zhuǎn)換器。詳細規(guī)范見表1。峰值集電極電流(IC(PK)通過控制器限制為360mA，轉(zhuǎn)換器最高頻率(fMAX)按設計限制在70KHz。在115VRMS輸入的滿負載情況下，該轉(zhuǎn)換器的平均開關(guān)頻率(fAVG)為56KHz。根據(jù)最低輸入電壓，轉(zhuǎn)換器設計采用的最大占空比(DMAX)為52%。在該輸入條件下，最高集電極電壓(VC(MAX))為250V。

　　

估算晶體管損耗，需要估算圖4中所示的各個時間段。t1時間段是最大占空比的時長，對于本設計示例而言大約是7.4us。

集電極反向恢復電荷(Qr)數(shù)量可用來估算開關(guān)損耗時間段t3。根據(jù)BJT產(chǎn)品說明書，參數(shù)Qr的計算結(jié)果為36nC。

我們通過評估5W設計，將時間估算準確性與實際時間進行了對比。

　　

測量到的t1時間是6.5us，比估算結(jié)果低2.4%。存儲時間是660ns（t2=ts），大約比估算值低11%。測得的集電極上升時間(t3=tR)是210ns，大約比估算值高5%。根據(jù)t1到t3的測量時間計算出的功耗PQA增大到了544mW，比估算功耗高4.6%。注意這些計算依據(jù)的是產(chǎn)品說明書的平均存儲時間和反向恢復時間。實際時間將隨制造、工藝和工作條件的不同而不同。為了安全起見，設計人員應為其總體BJT損耗估算值增加20%的裕度。