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放大器輸入保護(hù)...福兮禍兮?

發(fā)布時間:2012-11-14 來源:電子元件技術(shù)網(wǎng) 責(zé)任編輯:Hedyxing

導(dǎo)讀:當(dāng)今許多高速運(yùn)算放大器都具有片上輸入保護(hù)。在大多數(shù)情況下,這種保護(hù)對用戶是透明的;但在某些應(yīng)用中,這種保護(hù)可能是電路的致命弱點(diǎn)。本文討論輸入保護(hù)需求、實(shí)現(xiàn)及其潛在的缺點(diǎn)。本文還給出利用具有輸入保護(hù)功能放大器的替代方案與電路方案。

高速運(yùn)算放大器的輸入保護(hù)有多種形式,其中共模過壓保護(hù)、靜電放電 (ESD)保護(hù)、輸入差分對保護(hù)是一些常見的保護(hù)。共模過壓保護(hù)主要限制輸入電壓,使之符合放大器的安全工作電壓范圍;靜電放電保護(hù)二極管是放大器避免靜電、靜電感應(yīng)以及其他靜電放電事件的影響。這些片上二極管都與放大器輸入、輸出以及電源軌相連,這就起到保護(hù)放大器的作用,因?yàn)殪o電放電電流流經(jīng)電源與旁路電容器,而不是通過敏感的有源電路。

運(yùn)算放大器輸入電壓的突然變化可以使輸出差分對的偏置反向, 帶來潛在的缺陷導(dǎo)致延遲,增加輸入偏置電流,并增加偏移電壓。通過限制基射結(jié)電壓,可以保護(hù)差分輸入級免受損害。在某些較高速的硅過程中,基極-發(fā)射極擊穿電壓(BVEBO)可以低至2~3 V。擊穿電壓與過程速度(process speed)成反比,因此,過程越快,擊穿電壓越低。為了可靠運(yùn)行,必須避免差分對基射結(jié)偏置的反向。

作為電壓跟隨器配置時,放大器最容易受到輸入級損害。實(shí)際(非理想的)放大器輸出不能對輸入端的變化瞬間做出相應(yīng)。輸出不能跟蹤輸入意味著差分對基射結(jié)可能受到具有潛在危害的反向偏置過壓條件的影響。圖1給出這個原理。放大器的輸入與具有±3V輸出電壓范圍的脈沖發(fā)生器相連。為了便于討論,假設(shè)脈沖發(fā)生器的上升時間與下降時間都比放大器的傳播延遲小得多。當(dāng)脈沖發(fā)生器從–3 V轉(zhuǎn)換為+3 V時,放大器輸入非常迅速改變,而輸出變化則不這么迅速,在晶體管Q2產(chǎn)生5.3 V 反向偏置。由于晶體管額定擊穿電壓為2~3 V,因此需要輸入保護(hù)。

放大器輸入電壓的迅速轉(zhuǎn)換將給晶體管Q2帶來具有潛在危害的反向偏置
圖1 放大器輸入電壓的迅速轉(zhuǎn)換將給晶體管Q2帶來具有潛在危害的反向偏置

這個保護(hù)非常簡單,只要在放大器輸入端增加一對背對背二極管(D1與D2)即可,如圖2所示。由于有了二極管D1與D2,Q1與Q2的電壓擺動就局限在±0.8V,遠(yuǎn)低于基極-發(fā)射極擊穿電壓。過程速度越低,擊穿電壓越高,因此為了提高閾值電壓,可以增加更多的串聯(lián)二極管。例如,如果某個過程的擊穿電壓是4 V,利用3個串聯(lián)二極管可能使閾值降低為2.1 V。對于速度非常低的過程,反向擊穿電壓將足夠高,從而可以省卻輸入保護(hù)。為什么不使用一串獨(dú)立的二極管呢?輸入保護(hù)的一個缺點(diǎn)是二極管限制了輸入電壓,因此影響給轉(zhuǎn)換速率帶來不利影響。高速工作時不希望這種特性。

背對背二極管通過限制電壓擺動而保護(hù)晶體管Q2
圖2 背對背二極管通過限制電壓擺動而保護(hù)晶體管Q2

在大多數(shù)情況下,輸入保護(hù)利大于弊。不過,在極少數(shù)情況下,輸入保護(hù)可能帶來不希望的結(jié)果。例如,考慮一個斷電但有信號輸入的放大器。信號振幅在數(shù)百毫伏以內(nèi)時不會出現(xiàn)問題,但是如果信號振幅大于400 mV,就可能遇到問題。由于輸入信號較大,輸入保護(hù)二極管(D1與D2)將成為正向偏壓的。輸入和輸出之間通過到負(fù)載的反饋電阻器形成信號路徑,如圖3所示。信號大小取決于輸入信號的振幅與頻率。

斷電時運(yùn)算放大器中的輸入保護(hù)二極管可能將輸入信號耦合到輸出端
圖3 斷電時運(yùn)算放大器中的輸入保護(hù)二極管可能將輸入信號耦合到輸出端

利用增益為+1的AD8021可以說明這一原理。如同前面的介紹,在AD8021放大器輸入之間包含兩個內(nèi)置背對背二極管。圖4給出測試電路。為了進(jìn)行測試,在輸入端加入200 mVpp(–10 dBm)與2 Vpp (+10 dBm)信號。信號從300 kHz到100 MHz之間變化。圖5給出截止?fàn)顟B(tài)隔離度(off isolation)結(jié)果。在10 MHz時,200 mV信號的截止?fàn)顟B(tài)隔離度大約是–50 dB。對于2-Vpp信號,保護(hù)二極管完全開通。輸入信號的大部分被反饋至輸出,截止?fàn)顟B(tài)隔離度僅為–29 dB。在要求高級別截止?fàn)顟B(tài)隔離度的雷達(dá)探測等多路復(fù)用中,這將非常有害。

截止?fàn)顟B(tài)隔離度測試電路
圖4 截止?fàn)顟B(tài)隔離度測試電路
 
具有+10 dBm與-10 dBm輸入信號的AD8021截止?fàn)顟B(tài)隔離度
圖5 具有+10 dBm與-10 dBm輸入信號的AD8021截止?fàn)顟B(tài)隔離度

為了解決這一問題,首先盡量選擇具有較高差分電壓額定值的放大器。遺憾的是,放大器的選擇可能還會考慮其他諸多參數(shù)(但差分輸入保護(hù)不是其中的參數(shù))。放大器數(shù)據(jù)表中絕對最大額定值的選擇通常表明其最大差分輸入電壓。如果性能指標(biāo)小于±Vs,則提供某些內(nèi)置輸入保護(hù)。電壓越低,電路表現(xiàn)出截止?fàn)顟B(tài)隔離度的可能就越大。表1給出所選放大器的差分電壓額定值。

表1 所選高速運(yùn)算放大器的最大差分電壓額定值


對AD8038高速放大器反復(fù)進(jìn)行截至狀態(tài)隔離度測試,其差分電壓額定值為±4 V,是AD8021的5倍。輸入電壓額定值越大,意味著需要較大的信號使輸入保護(hù)二極管正向偏置。從圖6可以看出:在10 MHz工作時,對于放大器輸入端2-Vpp信號,AD8038的截至狀態(tài)隔離度為–57 dB,比AD8021的截至狀態(tài)隔離度高28dB。

+10 dBm輸入信號時AD8021與AD8038的截止?fàn)顟B(tài)隔離度
圖6  +10 dBm輸入信號時AD8021與AD8038的截止?fàn)顟B(tài)隔離度

如果指定放大器具有較低的差分輸入電壓額定值,在不同配置中應(yīng)用它可能有所幫助。電壓跟隨器具有最高的饋串。一個較好的方案是在具有增益的非反相配置中使用放大器。反饋電阻器構(gòu)成具有負(fù)載的除法器,它對輸出端的饋串信號進(jìn)行衰減。反饋?zhàn)柚翟礁?,衰減結(jié)果就越明顯。不過,不要將反饋電阻器增加得太多,因?yàn)檫@可能增加噪聲與偏移電壓,而且在某些情況下,還可能降低穩(wěn)定性。圖7對輸入為2-Vpp、增益分別為+1與+2時,AD8021放大器截至狀態(tài)隔離度進(jìn)行了比較。從圖7中可以看出,增益為+2配置時,截至狀態(tài)隔離度比電壓跟蹤器配置時高6dB。

增益為+1與+2時AD8021的截止?fàn)顟B(tài)隔離度
圖7 增益為+1與+2時AD8021的截止?fàn)顟B(tài)隔離度

更戲劇性的方法是在放大器輸出端采用模擬開關(guān),如ADG701。ADG701能夠完全隔離放大器輸出與負(fù)載,確保10 MHz時截止?fàn)顟B(tài)隔離度大約在–55 dB,相當(dāng)于200 mVpp輸入信號時AD8021的截止?fàn)顟B(tài)隔離度。當(dāng)設(shè)計(jì)需要具有關(guān)鍵交流參數(shù)、但不具有足夠的差分輸入電壓額定值的放大器時,增加開關(guān)是一個不錯的選擇。

在大多數(shù)情況下,包含內(nèi)置輸入保護(hù)的放大器沒有使用問題。然而,在少數(shù)情況下,輸入保護(hù)可能確實(shí)帶來問題。如果出現(xiàn)這種情況,首先檢查最大差分輸入電壓指標(biāo)。如果其值較低,考慮利用具有較高最大差分輸入電壓額定值的放大器、改變電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)或者增加開關(guān)。這些方案都可以降低饋串量,并提高截止?fàn)顟B(tài)隔離度。

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