所有電子器件的可耐受電壓都有一個(gè)上限，超過上限就會(huì)產(chǎn)生影響，輕則導(dǎo)致工作暫時(shí)中斷或系統(tǒng)閂鎖，重則造成永久性損害。特定器件能夠耐受的過壓量取決于多個(gè)因素，包括是否安裝或意外接觸器件、過壓事件的幅度和持續(xù)時(shí)間、器件的魯棒性等。

 

精密放大器常常是傳感器測(cè)量信號(hào)鏈中的第一個(gè)器件，因而最容易受到過壓故障的影響。選擇精密放大器時(shí)，系統(tǒng)設(shè)計(jì)師必須了解放大器的共模輸入范圍。在數(shù)據(jù)手冊(cè)中，共模輸入范圍可能是用輸入電壓范圍(IVR)、測(cè)試條件下的共模抑制比(CMRR)或以上二者來規(guī)定。

 

過壓狀況的實(shí)際原因

 

放大器需要兩種保護(hù)：一是過壓保護(hù)，用以防止電源時(shí)序控制、休眠模式切換和電壓尖峰引起的故障；二是ESD（靜電放電）保護(hù)，用以防止靜電放電（甚至搬運(yùn)過程中也可能出現(xiàn)靜電放電）引起的故障。安裝后，器件可能會(huì)受系統(tǒng)電源時(shí)序控制，導(dǎo)致重復(fù)性過壓應(yīng)力。系統(tǒng)設(shè)計(jì)師必須想方設(shè)法使故障電流避開敏感的器件，或者限制故障電流，使其不致于損壞器件。

 

在有多個(gè)電源電壓的復(fù)雜分布式電源架構(gòu)(DPA)系統(tǒng)中，電源時(shí)序控制可以使系統(tǒng)電路各部分的電源在不同的時(shí)間開啟和關(guān)閉。時(shí)序控制不當(dāng)可能會(huì)導(dǎo)致某個(gè)器件的某個(gè)引腳發(fā)生過壓或閂鎖狀況。隨著人們?cè)絹碓疥P(guān)注能源效率，許多系統(tǒng)要求實(shí)現(xiàn)復(fù)雜的休眠和待機(jī)模式。這意味著，在系統(tǒng)的某些部分已關(guān)斷的同時(shí)，其它部分仍然可能處于上電和活動(dòng)狀態(tài)。與電源時(shí)序控制一樣，這些情況可能會(huì)導(dǎo)致無法預(yù)測(cè)的過壓事件，但主要是在輸入引腳上。

 

許多類型的傳感器會(huì)產(chǎn)生意想不到的、與它們要測(cè)量的物理現(xiàn)象無關(guān)的輸出尖峰，這類過壓狀況一般僅影響輸入引腳。

 

靜電放電是一種廣為人知的過壓事件，常常發(fā)生在安裝器件之前。它造成的損害非常廣泛，以至于業(yè)界主要規(guī)范，如JESD22-A114D等，不得不明確如何測(cè)試和規(guī)定半導(dǎo)體耐受各類ESD事件的能力。幾乎所有半導(dǎo)體產(chǎn)品都包含某種形式的集成保護(hù)器件。應(yīng)用筆記AN-397（標(biāo)準(zhǔn)線性集成電路的電誘發(fā)損壞：最常見起因和防止再發(fā)生的相關(guān)處理）是一篇很好的參考文獻(xiàn)，詳細(xì)討論了這一問題。出現(xiàn)高能脈沖時(shí)，ESD單元應(yīng)進(jìn)入低阻抗?fàn)顟B(tài)。這不會(huì)限制輸入電流，但能提供到供電軌的低阻抗路徑。

 

一個(gè)簡(jiǎn)單的案例研究：電源時(shí)序控制

 

隨著混合信號(hào)電路變得無處不在，單一PCB上的多電源需求也變得非常普遍。關(guān)于新設(shè)計(jì)需要考慮的一些微妙問題，特別是需要許多不相關(guān)的電源時(shí)，請(qǐng)參閱應(yīng)用筆記AN-932（電源時(shí)序控制）。

 

精密放大器可能會(huì)成為這種狀況的受害者。圖1顯示了一個(gè)配置成差分放大器的運(yùn)算放大器。放大器通過RSENSE檢測(cè)電流，并提供與相應(yīng)壓降成比例的輸出。必須采取措施，確保由R3和R4構(gòu)成的分壓器將輸入偏置在額定IVR范圍內(nèi)的某處。如果放大器的電源電壓不是從VSY獲得，并且VCC在VSY之后出現(xiàn)，則A1反相輸入端的電壓為：

 

 

其中I–由無電源時(shí)A1的輸入阻抗決定。如果放大器不包含過壓處理設(shè)計(jì)，則最有可能的電流路徑是通過ESD二極管、箝位二極管或寄生二極管流向電源或地。如果此電壓超出IVR范圍，或者電流超過數(shù)據(jù)手冊(cè)規(guī)定的額定最大值，器件可能會(huì)受損。

 

ADA4091和ADA4096等過壓保護(hù)放大器所用的ESD結(jié)構(gòu)不是二極管，而是DIAC器件（雙向“交流二極管”），這使得此類放大器即使沒有電源也能承受過壓狀況。 

 

圖1. 差分放大器高端電流傳感器。如果VSY先于VCC上電，放大器的輸入電壓或電流可能會(huì)超過數(shù)據(jù)手冊(cè)規(guī)定的最大值。

 

運(yùn)算放大器中的故障狀況

 

圖2顯示了一個(gè)N溝道JFET輸入級(jí)（J1、J2、R1和R2），后接一個(gè)第二增益級(jí)和輸出緩沖器(A1)。當(dāng)開環(huán)放大器在其額定IVR范圍內(nèi)時(shí)，差分輸入信號(hào)(VIN+ – VIN–)與VDIFF 180度異相。連接為單位增益緩沖器時(shí)（如圖所示），如果VIN+的共模電壓超過放大器的IVR，J1的柵極-漏極進(jìn)入未夾斷狀態(tài)并傳導(dǎo)整個(gè)200 μA級(jí)電流。只要J1的柵極-漏極電壓仍然反向偏置，VIN+的進(jìn)一步增加就不會(huì)導(dǎo)致VDIFF變化（VOUT仍然處于正供電軌）。然而，一旦J1的柵極-漏極變?yōu)檎?，VIN+的進(jìn)一步增加就會(huì)提高A1反相輸入端的電壓，導(dǎo)致輸入信號(hào)與VDIFF之間發(fā)生不需要的反相。

 

圖2. N溝道JFET輸入運(yùn)算放大器結(jié)構(gòu)示意圖

 

圖3顯示了A1輸出端反相的一個(gè)示例。與雙極性輸入放大器不同，JFET放大器的輸入未箝位，因而易發(fā)生反相。CMOS放大器的柵極與漏極電隔離，一般不會(huì)發(fā)生反相。如果確實(shí)會(huì)發(fā)生反相，運(yùn)算放大器制造商一般會(huì)在數(shù)據(jù)手冊(cè)中說明。下列條件下可能發(fā)生反相：放大器輸入端不是CMOS，最大差分輸入為VSY，數(shù)據(jù)手冊(cè)未聲明不會(huì)發(fā)生反相。雖然反相本身不是破壞性的，但它能導(dǎo)致正反饋，進(jìn)而使伺服環(huán)路不穩(wěn)定。

 

圖3. 當(dāng)VIN超過額定IVR時(shí)，輸入反相導(dǎo)致放大器輸出負(fù)值

 

系統(tǒng)設(shè)計(jì)師還必須關(guān)注放大器輸入超出電源范圍時(shí)會(huì)發(fā)生什么。這種故障狀況通常發(fā)生在電源時(shí)序控制導(dǎo)致一個(gè)源信號(hào)先于放大器電源激活時(shí)，或者在開啟、關(guān)閉或工作中電源出現(xiàn)尖峰時(shí)。對(duì)于大多數(shù)放大器，這種狀況是破壞性的，尤其是如果過壓大于二極管壓降。

 

圖4顯示了一個(gè)帶ESD保護(hù)二極管和箝位二極管的典型雙極性輸入級(jí)。在緩沖器配置中，當(dāng)VIN+超過任一電源軌時(shí)，ESD和箝位二極管就會(huì)正偏。這些二極管的源極阻抗非常低，源極支持多少電流，二極管就能傳導(dǎo)多少電流。精密放大器（如AD8622等）提供少許差分保護(hù)，輸入端串聯(lián)500 Ω電阻，施加差分電壓時(shí)，該電阻可限制輸入電流，但它只能在輸入電流不超過額定最大值時(shí)提供保護(hù)。如果最大輸入電流為5 mA，則允許的最大差分電壓為5 V。注意，這些電阻并不與ESD二極管串聯(lián)，因而無法限制流向電源軌的電流（例如在過壓期間）。

 

圖4. 帶ESD和差分保護(hù)二極管的雙極性輸入級(jí)

 

圖5顯示一個(gè)無保護(hù)雙極性運(yùn)算放大器在同時(shí)施加差分輸入和過壓情況下的輸入電流與電壓的關(guān)系。一旦施加的電壓超過二極管壓降，電流就可能損害、降低運(yùn)算放大器的性能，甚至破壞運(yùn)算放大器。

 

圖5. 差分輸入電壓超過二極管壓降時(shí)的運(yùn)算放大器輸入電流

 

外部輸入過壓保護(hù)

 

從半導(dǎo)體運(yùn)算放大器問世之初，IC設(shè)計(jì)師就不得不權(quán)衡芯片架構(gòu)與應(yīng)對(duì)其脆弱性所需的外部電路之間的關(guān)系。故障保護(hù)一直是最棘手的問題（例如，請(qǐng)參閱MT-036——“運(yùn)算放大器輸出反相和輸入過壓保護(hù)”和MT-069——“儀表放大器輸入過壓保護(hù)”）。

 

系統(tǒng)設(shè)計(jì)師之所以需要精密運(yùn)算放大器，是因?yàn)樗袃蓚€(gè)重要特性：低失調(diào)電壓(VOS)和高共模抑制比(CMRR)，這兩個(gè)特性能夠簡(jiǎn)化校準(zhǔn)并使動(dòng)態(tài)誤差最小。為在存在電氣過應(yīng)力(EOS)的情況下保持這些特性，雙極性運(yùn)算放大器經(jīng)常內(nèi)置箝位二極管，并將小限流電阻與其輸入端串聯(lián)，但這些措施無法應(yīng)對(duì)輸入電壓超過供電軌時(shí)引起的故障狀況。為了增加保護(hù)，系統(tǒng)設(shè)計(jì)師可以采用圖6所示的電路。

 

圖6. 利用限流電阻和兩個(gè)肖特基二極管提供外部保護(hù)的精密運(yùn)算放大器。RFB與ROVP相等，從而平衡輸入偏置電流引起的失調(diào)。

 

如果VIN處的信號(hào)源先行上電，ROVP將限制流入運(yùn)算放大器的電流。肖特基二極管的正向電壓比典型的小信號(hào)二極管低200 mV，因此所有過壓電流都會(huì)通過外部二極管D1和D2分流。然而，這些二極管可能會(huì)降低運(yùn)算放大器的性能。例如，可以利用1N5711的反向漏電流曲線（見圖7）來確定特定過壓保護(hù)電阻造成的CMRR損失。1N5711在0 V時(shí)的反向漏電流為0 nA，在30 V時(shí)為60 nA。對(duì)于0 V共模電壓，D1和D2引起的額外IOS取決于其漏電流的匹配程度。當(dāng)VIN被拉至+15 V時(shí)，D1將反向偏置30 V，D2將偏置0 V。因此，額外的60 nA電流流入ROVP。當(dāng)輸入被拉至–15 V時(shí)，D1和D2的電氣位置交換，60 nA電流流出ROVP。在任意共模電壓下，保護(hù)二極管引起的額外IOS等于：

 

圖7. 1N5711反向電流與連續(xù)反向電壓之間的關(guān)系

 

由公式2可計(jì)算出極端共模電壓下的VOS損失：

 

 

使用1N5711在30 V時(shí)的漏電流60 nA以及5 kΩ保護(hù)電阻，兩個(gè)極端共模電壓下的VOS將增加300 μV，導(dǎo)致整個(gè)輸入電壓范圍內(nèi)的額外ΔVOS為600 μV。根據(jù)數(shù)據(jù)手冊(cè)，一個(gè)具有110 dB CMRR的運(yùn)算放大器將損失17 dB CMRR。插入反饋電阻來均衡源阻抗只能在共模電壓為0 V時(shí)有幫助，但無法防止整個(gè)共模范圍內(nèi)產(chǎn)生額外的IOS。表1顯示了保護(hù)精密放大器常用的一些二極管的計(jì)算結(jié)果。對(duì)于CMRR損失計(jì)算，假設(shè)使用5 kΩ保護(hù)電阻。所有成本都是來自www.mouser.com的最新美元報(bào)價(jià)(2011)。

 

表1. 常用保護(hù)二極管及其對(duì)110 dB CMRR精密運(yùn)算放大器的影響

 

圖6所示的方法可能還有一個(gè)缺點(diǎn)，那就是保護(hù)二極管會(huì)將過壓電流分流到電源中。例如，如果正電源無法吸收大量電流，過壓電流就可能迫使正電源電壓提高。

 

防止這一現(xiàn)象的一種方法是在正輸入與地之間使用背靠背齊納二極管，如圖8所示。超過D1或D2的齊納電壓時(shí)，二極管將過壓電流分流到地，從而保護(hù)電源。這種配置能夠防止過壓期間的電荷泵效應(yīng)，但齊納二極管的漏電流和電容高于小信號(hào)二極管。此外，齊納二極管的漏電流曲線具有軟拐點(diǎn)(soft-knee)特征。在放大器的共模范圍內(nèi)，這會(huì)帶來額外的CMRR損失，如前所述。例如，BZB84-C24是一個(gè)背靠背齊納二極管對(duì)，工作電壓范圍為22.8 V至25.6 V，反向電流額定值為50 nA（最大值，16.8 V時(shí)），但制造商并未說明接近齊納電壓時(shí)的漏電流是多少。此外，為實(shí)現(xiàn)更陡的擊穿特性，齊納二極管一般采用比小信號(hào)二極管摻雜更重的擴(kuò)散工藝制造，這就導(dǎo)致寄生電容相對(duì)較高，因而失真（特別是在幅度較高時(shí)）和失穩(wěn)的可能性更高。

 

圖8. 利用限流電阻和兩個(gè)齊納二極管提供 外部保護(hù)的精密運(yùn)算放大器。

 

早期集成過壓保護(hù)

 

上面討論了放大器的一些常用外部保護(hù)方法的缺點(diǎn)。如果放大器本身的設(shè)計(jì)能夠耐受較大的輸入過壓，那么其中的一些缺點(diǎn)是可以避免的。圖9顯示了差分輸入對(duì)采用的常見集成保護(hù)方案。

 

圖9. 帶阻性過壓保護(hù)的差分輸入對(duì)（未顯示ESD保護(hù)）

 

在該電路中，兩個(gè)放大器輸入端均有輸入保護(hù)電阻。雖然一般情況下只有一個(gè)輸入端需要過壓保護(hù)，但使各輸入端的寄生電容和漏電流均衡可以降低失真和失調(diào)電流。此外，二極管不必處理ESD事件，因而可以相對(duì)較小。

 

增加電阻，無論是外置還是內(nèi)置，均會(huì)增加放大器的和方根(RSS)熱噪聲（公式4）：

 

 

如果使用1 kΩ電阻來保護(hù)噪聲為4 nV/√Hz的運(yùn)算放大器，總電壓噪聲將提高√2倍。集成保護(hù)電阻并不能改變過壓保護(hù)會(huì)提高等效輸入電壓噪聲的事實(shí)，但將R1和R2與運(yùn)算放大器集成在一起可確保數(shù)據(jù)手冊(cè)的噪聲規(guī)格包括保護(hù)電路。為了避免權(quán)衡噪聲與過壓，需要這樣一種保護(hù)電路：當(dāng)放大器輸入在額定范圍內(nèi)時(shí)，它提供低電阻；當(dāng)放大器輸入超過供電軌時(shí)，它提供高電阻。這種特性將能按需改善過壓保護(hù)，降低正常工作時(shí)的總噪聲貢獻(xiàn)。圖10顯示了一種具有該特性的電路方案。

 

圖10. 帶主動(dòng)過壓保護(hù)的輸入差分對(duì)

 

Jxy全部是P溝道JFET，它們是耗盡型器件，因此溝道的摻雜類型與源極和漏極相同。當(dāng)放大器輸入電平介于兩個(gè)供電軌之間時(shí)，J1A和J2A是簡(jiǎn)單的電阻，阻值等于RDSON，因?yàn)檩斎肫秒娏髯銐蛐?，溝道與柵極之間的任何電位差都不會(huì)使溝道關(guān)閉。如果VIN-超出負(fù)電源一個(gè)二極管壓降，電流就會(huì)流過J1A，導(dǎo)致漏極關(guān)閉。這種轉(zhuǎn)換實(shí)際上是J1A離開三極工作區(qū)，進(jìn)入線性工作區(qū)。如果VIN+超出正電源一個(gè)二極管壓降，J1A將充當(dāng)橫向PNP。VIN+至柵極將用作正偏射極-基極結(jié)，另一個(gè)結(jié)用作基極-集電極，其高阻值避免輸入管過壓。

 

圖11中的電流-電壓曲線顯示了FET保護(hù)運(yùn)算放大器在受到過壓掃描時(shí)的輸入阻抗變化。保護(hù)FET的RDSON為4.5 kΩ；當(dāng)放大器的正輸入被拉至供電軌以上時(shí)，保護(hù)FET的電阻迅速提高到22 kΩ（30 V時(shí)），從而將輸入電流限制為1.5 mA。

 

圖11. FET保護(hù)運(yùn)算放大器在受到直流過壓 掃描時(shí)的有效輸入阻抗

 

集成的優(yōu)勢(shì)

 

ADA4091和ADA4096等放大器證明，實(shí)現(xiàn)魯棒的輸入過壓保護(hù)對(duì)運(yùn)算放大器的精度影響非常小（如圖10所示）。ADA4096能夠提供與電源電平無關(guān)的32 V過壓保護(hù)，從而無需雖然廉價(jià)但會(huì)大幅降低放大器精度的外部器件，或者雖然精密但成本高于放大器本身的外部器件。

 

圖12顯示了2 mm × 2 mm LFCSP封裝的ADA4096-2和幾個(gè)常用于外部輸入保護(hù)的分立器件。ADA4096-2的集成保護(hù)使PCB尺寸大幅縮小，其影響已包括在運(yùn)算放大器的技術(shù)規(guī)格中。即使未施加電源，它也能保護(hù)放大器（見圖13）。此外，ADA4091和ADA4096具有軌到軌輸入和輸出特性(RRIO)，在整個(gè)過壓保護(hù)范圍內(nèi)都不會(huì)發(fā)生反相（見圖14）。這些優(yōu)勢(shì)使得系統(tǒng)設(shè)計(jì)師可以少擔(dān)心電源時(shí)序控制和閂鎖問題。

 

圖12. 2 mm × 2 mm LFCSP封裝ADA4096-2占用的面積少于兩個(gè)常用于外部過壓保護(hù)的器件

 

圖13. 有電源和無電源兩種情況下ADA4096-2輸入 過壓保護(hù)的限流

 

圖14. ADA4096-2采用±10 V電源，輸入被拉至 供電軌以上和以下30 V

 

結(jié)論

 

總而言之，集成過壓保護(hù)具有許多優(yōu)勢(shì)：

 

（1）提高模擬信號(hào)鏈的魯棒性和精度

（2）縮短產(chǎn)品上市時(shí)間(TTM)、設(shè)計(jì)時(shí)間，降低測(cè)試要求

（3）降低BOM（物料清單）成本

（4）核準(zhǔn)器件清單所需的器件更少

（5）PCB尺寸更小、密度更高

（6）故障率更低

 

 

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