該電路僅需2.3 µA至280 µA的電源電流即可檢測100 µA至250 mA寬動(dòng)態(tài)范圍電流。LTC2063非常低的失調(diào)電壓使該電路能夠與低至100mΩ的分流電阻配合工作，從而使得最大分流電壓限值僅為25 mV。這可以大幅減小分流電阻上的功率損耗，并大大提 高負(fù)載可用功率。LTC2063的軌到軌輸入允許該電路在非常小的負(fù)載電流下工作，其輸入共模幾乎正好處于電源軌上。LTC2063的集成EMI濾波器可在高噪聲條件下保護(hù)器件免受RF干擾。

 

對于給定的檢測電流，該電路的電壓輸出為：
 

 

零點(diǎn)

 

電流檢測解決方案的一項(xiàng)關(guān)鍵指標(biāo)是零點(diǎn)，或在沒有檢測電流時(shí)產(chǎn)生的輸出折合到輸入端的等效誤差電流。零點(diǎn)通常由放大器的輸入失調(diào)電壓除以RSENSE決定。LTC2063的低輸入失調(diào)電壓典型值為1 µV，最大值為5 µV，低輸入偏置和失調(diào)電流典型值為1 pA至3 pA，因此，折合到輸入端的零點(diǎn)誤差電流典型值僅為10 µA(1 µV/0.1 Ω)，最大值為50 µA (5 µV/0.1 Ω)。這種低誤差使檢測電路能夠在低至其指定范圍內(nèi)的最小電流(100 µA)時(shí)仍然保持其線性度，不會因分辨率損耗而在低量程范圍內(nèi)產(chǎn)生一個(gè)固定的失調(diào) 值導(dǎo)致線性度變平（如圖2所示）。所得的輸入電流與輸出電壓關(guān)系曲線在整個(gè)電流檢測范圍內(nèi)都是線性的。

 

圖2. 低端無固定失調(diào)值，ISENSE可低至100 µA。

 

零點(diǎn)誤差的另一個(gè)來源是輸出PMOS在零柵極電壓時(shí)的漏極電流或IDSS, 即PMOS標(biāo)稱為關(guān)閉(|VGS| = 0)時(shí)存在于非零VDS上的寄生電流。具有高IDSS漏電流的MOSFET在沒有ISENSE時(shí)將產(chǎn)生一個(gè)非零正VOUT值。

 

本設(shè)計(jì)中使用的晶體管為英飛凌的BSP322P，它在|VDS| = 100 V時(shí)的IDSS 上限值為1 µA?？蓪Ρ緫?yīng)用中BSP322P的典型IDSS 進(jìn)行一個(gè)合 理估計(jì)，在室溫條件且VDS= –7.6 V時(shí)，IIDSS僅為0.2 nA，因此僅產(chǎn)生1 µV的誤差輸出，或等效于測量0 A輸入電流時(shí)產(chǎn)生100 nA的輸入電流誤差。

 

架構(gòu)

 

LT1389-4.096 基準(zhǔn)電壓源以及由M2、R2和D1組成的自舉電路構(gòu)成超低功耗的隔離3 V電源軌（4.096 V + M2的VTH ，后者典型值為-1 V），LTC2063可防止達(dá)到5.5 V的絕對最大電源電壓值。盡管串聯(lián)電阻也能滿足建立偏置電流的需求，但使用晶體管M2可以提供更高的整體電源電壓，同時(shí)還可將電源范圍高邊的電流消耗限制在僅為280 µA。

 

精密

 

LTC2063的輸入失調(diào)電壓導(dǎo)致折合到輸入端的固定電流誤差為10 µA（典型值）。在250 mA滿量程輸入中，所產(chǎn)生的失調(diào)誤差僅為0.004%。在低端，100 µA中的10 µA代表10%的誤差。由于失調(diào)是恒定的，因此可以對其進(jìn)行校準(zhǔn)。圖3顯示，由LTC2063、不匹配的寄生熱電偶以及所有寄生串聯(lián)輸入電阻產(chǎn)生的總失調(diào)僅為2 µV。

 

圖3. 采用4.5 V最小電源時(shí)在整個(gè)ISENSE范圍內(nèi)VIN至VOUT 的轉(zhuǎn)換。200.7μV的輸出失調(diào)除以100.05 V/V電壓增益，表示RTI輸入偏置為2μV。

 

圖3所示的增益為100.05 V/V，它比構(gòu)建時(shí)由ROUT和RIN的實(shí)際值給定的預(yù)期增益（即4.978 kΩ/50.4 Ω = 98.77 V/V）大1.28 V/V。該誤 差可能是由LTC2063的輸入端與RSENSE之間500mΩ左右的寄生串聯(lián)電阻所導(dǎo)致。

 

該電路輸出不確定性的主要來源是噪聲，因此，使用并聯(lián)大電容進(jìn)行濾波對于降低噪聲帶寬從而降低總綜合噪聲至關(guān)重要。使用1.5 Hz輸出濾波器時(shí)，LTC2063會使折合到輸入端的低頻噪 聲增加約2 µV p-p。在盡可能長的持續(xù)時(shí)間內(nèi)平均輸出，進(jìn)一步減少由于噪聲引起的誤差。

 

該電流檢測電路中的其他誤差源包括在LTC2063輸入端與RSENSE串聯(lián)的寄生板級電阻、增益設(shè)置電阻RIN和ROUT的電阻值容差、增益設(shè)置電阻的溫度系數(shù)不匹配以及由寄生熱電偶引起的運(yùn)算放大器輸入端的誤差電壓?？梢酝ㄟ^使用開爾文連接檢測RSENSE4引腳檢測電阻以及使用與RIN和ROUT的關(guān)鍵增益設(shè)置路徑具有相似或更低溫度系數(shù)的0.1%電阻來大幅降低前三個(gè)誤差源。為了消除運(yùn)算放大器輸入端的寄生熱電偶，R1應(yīng)與RIN具有相同的金屬端子。還應(yīng)盡可能避免在輸入端的不對稱熱梯度。

 

以滿量程2.5 V輸出為基準(zhǔn)，本章節(jié)所討論的所有誤差源的總貢獻(xiàn)最多為1.4%（如圖4所示）。

 

圖4. 誤差百分比在整個(gè)讀數(shù)范圍內(nèi)保持在1.4%以下。

 

電源電流

 

LT1389-4.096和LTC2063在最小VSUPPLY和ISENSE（4.5 V和100 µA）時(shí)所需的最小電源電流為2.3 µA，在最大VSUPPLY和ISENSE （90 V和 250 mA）時(shí)則可達(dá)280 µA（如圖5所示）。除了有源組件消耗的電流外，VSUPPLY還需要提供流經(jīng)M1的輸出電流IDRIVE，該電流與輸出電壓成比例，范圍從1.0 mV輸出時(shí)的200 nA (ISENSE為100 µA時(shí)）到2.5 V輸出時(shí)的500 µA（ ISENSE 為250 mA時(shí)）。因此，除ISENSE外，總的電源電流范圍為2.5 µA至780µA。將 ROUT設(shè)置為5 kΩ以獲得合理的ADC驅(qū)動(dòng)值。

 

圖5. 電源電流隨電源電壓而增加，但不會超過280 μA。

 

輸入電壓范圍

 

在這種架構(gòu)中，最大電源取決于PMOS輸出端可以承受的最大|VDS|。BSP322P的額定電壓為100 V，因此90 V是一個(gè)合適的工作限值。

 

輸出范圍

 

此設(shè)計(jì)可以驅(qū)動(dòng)5 kΩ負(fù)載，因此適合作為眾多ADC的驅(qū)動(dòng)級。它的輸出電壓范圍為0 V至2.5 V。由于LTC2063具有軌到軌輸出，因此最大的柵極驅(qū)動(dòng)僅受限于LTC2063的裕量。在本設(shè)計(jì) 中，典型值為3 V，它由LT1389-4.096的4.096 V加上M2的VTH典型值–1 V設(shè)定。

 

因?yàn)樵撾娐返妮敵鰹殡娏?，所以電壓、接地或引線失調(diào)都不會影響精度。因此，可以在輸出PMOS M1和ROUT之間使用長引線，從而允許RSENSE位于待檢測電流附近，而ROUT位于ADC和其他信號鏈后續(xù)級附近。長引線的缺點(diǎn)是增加了EMI敏感度。ROUT兩端的100 nF C3可在有害EMI到達(dá)下一級前對其進(jìn)行分流。

 

速度限制

 

由于LTC2063的增益帶寬乘積為20 kHz，因此建議使用此電路來測量20 Hz或頻率更低的信號。22 µF的C2與負(fù)載并聯(lián)，可將輸出噪聲濾波為1.5 Hz，以提高精度并保護(hù)后續(xù)電路免受突發(fā)電流浪涌影響。該濾波的代價(jià)是建立時(shí)間更長，尤其是在輸入電流范圍的最低端。

 

結(jié)論

 

LTC2063具有超低輸入失調(diào)電壓、低IOFFSET和低IBIAS以及軌到軌輸入，可在100 µA至250 mA全范圍內(nèi)提供精密電流測量。該電路的最大電源電流為2 µA，因此在大部分工作范圍內(nèi)都能以遠(yuǎn)低于280 µA的電源電流運(yùn)行。LTC2063的低電源電流以及低電源電壓要求使其能夠利用基準(zhǔn)電壓源供電并且綽綽有余。