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關(guān)于差分輸入電路和共模信號,差模信號關(guān)系的理解

發(fā)布時(shí)間:2021-06-29 責(zé)任編輯:lina

【導(dǎo)讀】差分放大器是構(gòu)成很多芯片電路的基礎(chǔ),比如運(yùn)放的輸入極一般是差分輸入極電路,它是由兩個(gè)對稱的共源放大器(或者共射放大器)通過源極電阻Rs相互耦合組成的。
 
差分放大器是構(gòu)成很多芯片電路的基礎(chǔ),比如運(yùn)放的輸入極一般是差分輸入極電路,它是由兩個(gè)對稱的共源放大器(或者共射放大器)通過源極電阻Rs相互耦合組成的。
 
對于輸入信號可以分解為一對數(shù)值相等,極性相同的共模信號和一對數(shù)值相等,極性相反的差模信號,即:
 
Vi1=Vic+Vid/2
 
Vi2=Vic-Vid/2
 
其中
 
Vic=(Vi1+Vi2)/2. Vid=Vi1-Vi2
 
所以對差分輸入電路分別注入差分信號和共模信號,分別得到輸出信號。隨后用疊加原理,就可以得到總的輸出。
 
1.1
 
先用差分信號輸入做分析,一般可認(rèn)為下圖中的公共源極是交流GND,先做個(gè)簡單的證明:
 
假設(shè)公共源極電位是Vs,約定gm1=gm2,R1=R2=R
 
M1增加交流信號Vid/2,
 
對M1的Vgs1=Vid/2-Vs,因此M1增加的電路ids1=Vgs1*gm1,從D流向S;
 
M2增加交流信號-Vid/2.
 
對M2的Vsg2=Vid/2+Vs,因此M2增加的電路ids2=Vsg2*gm2,從S流向D;
 
流過Rs的電流Is=Vs/Rs,由KCL得,ids1=ids2+Is,
 
得到:gm*(Vid/2-Vs)=Vs/Rs+gm*(Vid/2+Vs)
 
Vs*(2*gm+1/Rs)=0,顯然只有Vs=0,等式才成立,所以認(rèn)為公共源極是交流GND。
 
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既然Vs=0.那么M1在輸入信號作用下增加的電流就是Ids1=Vid/2*gm,因此輸出Vo1=-Vid/2*gm*R
 
M2在輸入信號作用下增加的電流就是Ids1=-(-Vid/2*gm),因此輸出Vo2=Vid/2*gm*R,
 
所以差分輸入的情況話,M1單端輸出的話是反相,但是M2的輸出相相對M1的輸入是同相呢。這個(gè)對于判斷負(fù)反饋需要考慮的。
 
雙端輸出Vo=Vo2-Vo1=Vid*gm*R
 
一般這個(gè)時(shí)候定義Avd=gms*R/2為單端輸出差分信號的增益。
 
1.2
 
當(dāng)輸入增加共模信號的,公共源極就不是交流GND了,這是由于共模信號輸入會將公共源極電壓上抬。
 
流過M1和M2的電流方向相同,都是Ids,那么流過Rs的電流就是2*Is,因此Vs=2Ids*Rs,
 
如果電流源B1是cascode電流源,一般Rs=(1+gm*ro)*ro≈gm*ro*ro,這個(gè)值很大的。
 
關(guān)于cascode的輸出阻抗,網(wǎng)上有很多說明,這里不做展開。
 
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既然知道了Vs的電壓,那么可以把電流源結(jié)構(gòu)差分,比較利于分析。
 
分別相當(dāng)于M1和M2的源極電阻是2*Rs,此時(shí)加載在M1的Vgs電壓大小,相當(dāng)于1/gm和2*Rs電阻分壓,1/gm為從M1源極看進(jìn)去的電阻
 
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可以根據(jù)下面的示意圖得到Vgs大小,由于2*Rs很大,所以Vgs很小很??;
 
因此Ids=Vgs*gm也比較小,所以Vo1=Vgs*gm*R≈Vcm*gm*R/(2*gm*Rs),只要2*Rs足夠大,所以輸出的Vo1可以忽略不計(jì)。
 
因此Avc=-R/(2*Rs)成為單端共模放大倍數(shù),需要越小越好,要是差分輸出Vo1-Vo2=0,不考慮器件一致性問題,差分共模信號就可以完全抑制。
 
但在半導(dǎo)體設(shè)計(jì)中,R1和R2不可能完全一樣,gm1和gm2也不能一樣,差分共模信號就不能完全抑制了。
 
關(guān)于差分輸入電路和共模信號,差模信號關(guān)系的理解
 
1.3
 
差模信號和共模信號共同作用下,總的單端輸出信號Vout=(Vid/2)*gm*R+Vcm*R/(2*Rs)=(Vid/2)*Avd+Vcm*Avc,只有Avd越大,就放大差分信號,Avc越小就抑制共模信號。
 
通過上述分析就可見,差分放大器的差模性能和共模性能有很大不同,其中最主要的就是共模電壓遠(yuǎn)小于差模電壓增益,或者說,相對于差模信號,差分放大器對共模信號有很強(qiáng)的抑制作用。
 
因此就定義CMRR-共模抑制比來描述這種抑制作用的強(qiáng)弱。一般在電路中,如果電路完全對稱,沒有任何偏差,就只需要考慮單端輸出時(shí)候的共模抑制比,就是差模電壓增益和共模電壓增益的比值的絕對值,CMRR=|0.5*Avd/Avc|.
 
以上的分析是基于絕對對稱的兩個(gè)MOS管,所以電路兩邊對稱的理想情況下差分放大器的性能。對于實(shí)際的差分放大器總是存在兩邊MOS管特性和電阻R1.R2不對稱的情況。
 
比如說,如果R1和R2的不匹配,分別是R+△R和R-△R,那么對于共模輸入信號的增益Vo1=Vcm*[(R+△R)/(2*Rs)],Vo1=Vcm*[(R-△R)/(2*Rs)],
 
因此共模信號輸入雙端輸出的電壓Vo=Vo1-Vo2=Vcm*[R/(2*Rs)]*[△2R/R],理想器件的雙端輸出共模增益Avcm=0,現(xiàn)在由于器件的不匹配,所以就變成Avcm=[R/(2*Rs)]*[△,這個(gè)值雖說很小,但是也會影響共模增益比,對共模信號的抑制能力。
 
除此之外,兩只管子的gm也會存在差異,也會影響性能。所以在運(yùn)放的datasheet上面,CMRR不是無窮大,一般都是100dB左右,也是因?yàn)檫@個(gè)原因。
 
此外,實(shí)際電路中對于差分信號輸入,公共源極也是近似交流GND,不是絕對的GND,所以上面的公式需要根據(jù)實(shí)際使用修正,這個(gè)在論壇其他帖子中有過證明,感興趣的可以參考下面帖子:https://bbs.21ic.com/icview-3141098-1-1.html。
 
由于輸入差分管可以是MOS管也可以是雙極性晶體管,在這里用MOS管舉例做了分析。一般來說,相比雙極性晶體管的差分輸入極,MOS管的差分輸入極在線性范圍和非限幅范圍都要更大一些。實(shí)際芯片設(shè)計(jì)中,半導(dǎo)體公司都會根據(jù)需求進(jìn)行相應(yīng)的設(shè)計(jì)。
(來源:21ic論壇,作者:網(wǎng)友kk)
  
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