如今，5V/1A 輸出規(guī)格的適配器早已過時(shí)，新設(shè)計(jì)的輸出規(guī)格通常在2A 以上，輸出電壓更是高達(dá) 20V。長久以來，大部分手機(jī)市場領(lǐng)導(dǎo)者（如華為、Oppo 和Vivo），一直將大功率適配器作為配件隨附在手機(jī)包裝內(nèi)一同出售，這獲得了市場的積極反饋。而蘋果卻在2020 年的秋季新聞發(fā)布上，突然宣布取消附贈標(biāo)準(zhǔn) 5V/1A手機(jī)適配器，這一變化催生了零部件市場大功率適配器需求的再次繁榮。

 

這些大功率手機(jī)適配器采用的最常用解決方案仍然是反激式拓?fù)洹Ｈ欢?，由于新的市場趨勢，采?SR MOSFET 實(shí)現(xiàn)同步整流 (SR) 成為適配器設(shè)計(jì)方案的一大突破和創(chuàng)新。同步整流取代了傳統(tǒng)的肖特基二極管，成為適配器副邊主流解決方案。

 

同步整流基本原理

 

同步整流解決方案是采用 MOSFET 進(jìn)行輸出電流整流，相比于二極管相對固定的正向壓降來說，MOSFET 的壓降與電流和導(dǎo)通電阻成正比（見圖 1）。MOSFET 對整流的傳導(dǎo)功率損耗有很大影響。換句話說，通過選擇具有理想導(dǎo)通電阻的 SR MOSFET，SR 解決方案可以實(shí)現(xiàn)比傳統(tǒng)二極管解決方案更好的效率和散熱性能，而這正是大功率適配器設(shè)計(jì)最關(guān)鍵的需求。 

 

圖1: MOSFET 和二極管之間的 I-V 特性差異

 

眾所周知，在副邊帶肖特基二極管的傳統(tǒng)反激式變換器應(yīng)用中，二極管的開關(guān)特性（尤其是反向恢復(fù)電流）對 EMI 性能有顯著影響。因此在實(shí)際應(yīng)用中必須謹(jǐn)慎處理。但用同步整流MOSFET代替二極管后，情況就完全不同了，因?yàn)镸OSFET沒有理論上的反向恢復(fù)效應(yīng)。

 

然而，這并不一定意味著同步整流解決方案的 EMI 問題更少。相反，設(shè)計(jì)人員在設(shè)計(jì)帶 SR 的反激解決方案時(shí)應(yīng)更加謹(jǐn)慎，尤其是在EMI 噪聲源和耦合路徑方面。

 

同步整流對EMI噪聲源幅度的影響

 

要了解同步整流對 EMI 噪聲源的影響，首先要詳細(xì)了解同步整流的工作原理。大多數(shù)控制器基于漏源電壓 (VDS) 的直接檢測來驅(qū)動 SR MOSFET，因?yàn)樗恍枰c原邊進(jìn)行通信且降低了總 BOM 成本。圖 2 顯示出SR MOSFET 的導(dǎo)通和關(guān)斷通常由兩個(gè)閾值來控制。它們都是負(fù)電壓閾值，可以確保 SR MOSFET 在反向偏置時(shí)始終安全關(guān)斷。 

 

圖2: 反激SR解決方案的基本工作原理

 

由上圖可以看出，兩端的體二極管有很短的導(dǎo)通時(shí)間：剛好在器件導(dǎo)通之前和 SR MOSFET 關(guān)斷之后。因此，時(shí)序控制對 SR 控制器來說至關(guān)重要，因?yàn)檫@兩個(gè)導(dǎo)通時(shí)間會引入額外的傳導(dǎo)損耗（時(shí)間越長損耗越嚴(yán)重）。 而且，如果關(guān)斷時(shí)間過長，則可能會因?yàn)镸OSFET體二極管比較差的特性而導(dǎo)致SR關(guān)斷后出現(xiàn)嚴(yán)重的反向恢復(fù)電流。

 

圖 3 顯示了體二極管的反向恢復(fù)電流由于 SR 提前 400ns 關(guān)斷而上升到 9A，然后由于漏電感又導(dǎo)致 80V 高壓尖峰。眾所周知，EMI問題與噪聲源的脈沖幅度和斜率密切相關(guān)。這相當(dāng)于反激變換器副邊更強(qiáng)的 EMI 噪聲源。 

 

圖3: SR 提前關(guān)斷導(dǎo)致的高尖峰電流和電壓

 

如果 SR 關(guān)斷太晚，也會出現(xiàn)類似問題。圖 4 顯示了在由于傳播和驅(qū)動延遲導(dǎo)致電流反向之后SR關(guān)斷的結(jié)果。因?yàn)樵吅透边匨OSFET 同時(shí)導(dǎo)通，將導(dǎo)致短時(shí)間的直通。結(jié)果，負(fù)電流上升到高達(dá)10A，它會在 SR MOSFET 關(guān)斷后導(dǎo)致 87V的高壓尖峰。 

 

圖4: SR關(guān)斷延遲引起的高尖峰電流和電壓

 

為了緩解這些問題，良好控制 SR 導(dǎo)通和關(guān)斷的時(shí)間至關(guān)重要。圖 5 顯示了MPS提供的一款快速關(guān)斷智能 SR 控制器，MP6908。作為反激式同步整流控制器的市場領(lǐng)導(dǎo)者，MP6908采用了目前業(yè)界最先進(jìn)的 SR 控制方案，其精密尖端的信號處理、專有柵極電壓調(diào)節(jié)功能和超快關(guān)斷速度實(shí)現(xiàn)了最佳的同步整流時(shí)序控制。 

 

 

圖5: MPS MP6908 在反激方案中的典型應(yīng)用

 

通過控制導(dǎo)通和關(guān)斷時(shí)序，MP6908的電流和電壓（分別為 4A 和 62V）都只有一個(gè)相對較低的尖峰（見圖 6），這對降低 EMI 噪聲非常有效。 

 

圖 6：MP6908 優(yōu)化的時(shí)序控制保證了低尖峰電流和電壓

 

SR 對 CM 降噪效果的影響

 

市面上許多反激式同步整流解決方案都建議將 SR 放置在副邊繞組的低側(cè)，因?yàn)?SR 控制器直接從輸出獲得偏置電源要簡單得多。但傳統(tǒng)的肖特基二極管總是放在高側(cè)，這說明這個(gè)位置也有其益處。事實(shí)上，在共模 (CM) 噪聲消除效果方面，反激式變換器中高側(cè)和低側(cè) SR 配置之間存在很大差異（參見圖 7）。 

 

a) 采用低側(cè) SR 的 CM 噪聲耦合路徑

b) 采用高側(cè) SR 的 CM 噪聲耦合路徑

圖 7：高側(cè) SR 和低側(cè) SR 之間的比較

 

反激式變換器的每一側(cè)（原邊和副邊）都有一個(gè)主 CM 噪聲源，即開關(guān)器件和變壓器繞組連接在一起的位置（見圖 7）。

 

圖 7a 顯示了同步整流器放置在低側(cè)時(shí)的情況。原邊共模噪聲源和副邊共模噪聲源位于具有不同磁極的繞組末端。因此，兩個(gè)噪聲源的切換方向總是相反的。 由于兩個(gè)噪聲源位于變壓器的兩側(cè)，因此每個(gè)噪聲源產(chǎn)生的 CM 噪聲具有累加效應(yīng)，會產(chǎn)生更多噪聲。

 

圖 7b 顯示了當(dāng) SR 放置在高側(cè)時(shí)，兩個(gè)噪聲源位于具有相同磁極的繞組末端。在這種情況下，兩個(gè)噪聲源的切換方向始終是相同的，兩者之間存在抵消作用。

 

基于以上對 CM 噪聲耦合的分析，高側(cè) SR 配置在 EMI 性能方面比低側(cè)配置具有明顯的優(yōu)勢。在實(shí)際應(yīng)用設(shè)計(jì)中，高側(cè)和低側(cè)配置之間出現(xiàn) 3dB 或更大的差異也很常見。

 

結(jié)論

 

帶SR 的反激式適配器設(shè)計(jì)與帶肖特基二極管的傳統(tǒng)配置不同。采用同步整流解決方案的兩個(gè)主要目的是提高效率和散熱性能。但同時(shí)也需要考慮其他方面，例如 EMI 性能。

 

借助控制良好的反激式同步整流解決方案，設(shè)計(jì)人員可以實(shí)現(xiàn)更佳性能、更低的器件額定功率、更高的產(chǎn)品可靠性并能最大限度地降低 EMI 噪聲。與此同時(shí)，MPS 的MP6908等器件內(nèi)部集成了一個(gè)高壓穩(wěn)壓器，無需任何外部電路即可提供自偏置電源。再配合以高側(cè) SR，不僅可以開發(fā)出更尖端的適配器設(shè)計(jì)，還可以降低 BOM 成本，而且無需擔(dān)心EMI 問題。

來源：MPS

 

 

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