中心議題：

• 單相橋式PWM逆變電路
• PWM控制過程的分析

橋式PWM逆變器中，為了防止同橋臂開關器件直通，需要在其互補驅(qū)動信號中設置死區(qū)，但同時會導致輸出電壓基波幅值降低并產(chǎn)生低次諧波等。為改善輸出電壓波形，可采取多種方法，相關資料也介紹了死區(qū)補償?shù)姆椒ǎ茨懿捎脠D文形象、直觀的介紹死區(qū)補償?shù)倪^程，而采用純數(shù)學推理和文字說明較抽象，不易理解。本文詳細介紹了一種死區(qū)補償?shù)姆椒ā?br />
1 單相橋式PWM逆變電路

在采用IGBT作為開關器件的單相橋式PWM逆變電路中，假設負載為阻感負載。工作時V1和V2的通斷狀態(tài)互補，V3和V4的通斷狀態(tài)也互補。逆變橋的主回路由左右橋臂組成，每個橋臂有兩個IGBT，每一個開關器件都有一個PWM波控制其導通，且同一橋臂上的兩功率開關器件不能同時導通，否則會導致直流電壓短路。考慮到在感性負載下二極管VD1、VD2、VD3、VD4存在著續(xù)流的現(xiàn)象，且逆變橋同一橋臂上的兩個IGBT不能同時導通，所以在逆變電路中存在著五種開關狀態(tài)，具體情況如表1所示。單相橋式刪逆變電路如圖1所示。

圖1 單相橋式PWM逆變電路

2 PWM控制過程的分析

2．1 PWM的產(chǎn)生機制
本文采用調(diào)制法產(chǎn)生PWM波形，采用等腰三角波作為載波，因為等腰三角波上任一點的水平寬度和高度成線性關系且左右對稱，當它與任何一個平緩變化的調(diào)制信號波相交時，如果在交點時刻對電路中開關器件的通斷進行控制，就可以得到正比于信號波幅值的脈沖，這正好符合PWM控制的要求。

本文設置三角波頻率為550Hz，正弦波頻率為50Hz，通過調(diào)制法得到每個IGBT的PWM波形圖如圖2所示。

圖2 IGBT的控制信號[page]

2．2 死區(qū)補償
在電壓型逆變電路的PWM控制中，同一相上下兩個橋臂的驅(qū)動信號都是互補的。但由于IGBT的截止時間約為200多納秒，導通時間約為100多納秒，開通速度比關斷速度快。如果在一個IGBT截止的同時讓此橋臂的另一個IGBT導通，將會出現(xiàn)上下兩個橋臂直通而短路的現(xiàn)象。為了防止發(fā)生這一現(xiàn)象，必須在開通和關斷信號之間設置一個死區(qū)時間，因而理想的調(diào)制信號和開關管輸出的實際信號之間存在偏差。死區(qū)時間的存在導致輸出電壓波形產(chǎn)生畸變，降低了基波幅值，增加了負載的諧波損耗。

為了避免橋臂直通設置的死區(qū)時間雖然寬度很小，僅占開關周期的百分之幾，單個脈沖不足以影響整個系統(tǒng)的性能，但由于開關頻率較高，其積累效應足以使輸出波形發(fā)生畸變并產(chǎn)生諧波干擾，所以有必要對死區(qū)效應進行補償。

在圖1所示的單相SPWM逆變電路中，設置死區(qū)前后的控制波形如圖3所示。

圖3 單相SPWM逆變橋設置死區(qū)前后的控制波形（i>0時）

由圖3可知，由死區(qū)及續(xù)流所致，當i>0時，正向脈沖較理想時減小了Td，負向脈沖增加了Td；當i<0時，情況相反。

由于在死區(qū)時間內(nèi)，存在V1、V2、V3、V4都不導通的情況。當電路為阻感負載時，由于電感中的電流不能突變，所以電路會在死區(qū)時間通過續(xù)流二極管續(xù)流。

通過比較可知，因為續(xù)流的緣故，死區(qū)時間內(nèi)A、B點的電位不再為零。當i>0時，VD2、VD3續(xù)流形成回路，A端電位UA為-Ed／2，B端電位UB為+Ed／2；當i<0時，VD1、VD4續(xù)流形成回路，A端電位UA為+Ed／2，B端電位UB為-Ed／2。

A、B兩點之間電壓分別為，UAB=UA-UB，UAB''=UA''-UB''，可以看出，原來處于死區(qū)時間內(nèi)電壓為0的區(qū)域在續(xù)流的作用下變得有電壓了。電壓的大小由電流的方向決定，當i>0時，VD2、VD3續(xù)流形成回路，輸出電壓UO=UA-UB為-Ed；當i<0時，VD1、VD4續(xù)流形成回路，輸出電壓UO=UA-UB為+Ed。

由于受續(xù)流的影響，輸出電壓和輸出電流存在相位差φ，降低了系統(tǒng)的功率因素。為了提高功率因數(shù)，需要對波形進行死區(qū)補償。

圖4是在死區(qū)時間Td內(nèi)A點和B點的電位。圖中虛線部分面積和Td時間內(nèi)產(chǎn)生的UA"(或UB")的面積大小相等。

圖4 死區(qū)補償原理圖

設置死區(qū)后的PWM波形會發(fā)生形變，使其稍稍偏離正弦波。這時需要對IGBT在死區(qū)時間中功率的減小做出補償。將圖4(a)中的虛線部分補償給ur得到圖4(c)，將圖4(b)中虛線部分補償給反向正弦波得到圖4(d)，從而實現(xiàn)了在死區(qū)時間內(nèi)功率損失的補償。
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2．3 輸出電壓和輸出電流的分析
圖5(a)和(b)分別為輸出電壓和輸出電流的波形，從圖中可以看出輸出電流的相位比輸出電壓滯后φ個角度。為了便于對器件的選擇，將輸出電流的波形進行了分解。

圖5 單相SPWM逆變電路輸出波形圖

其中Id為輸出電流的有效值，iβ0為器件上電流的基波分量，iβ為器件上的電流。

3 實驗與結果

本文以三角波頻率550Hz，正弦波頻率50Hz為例介紹了死區(qū)補償?shù)姆椒?，但在實際應用中三角波頻率要大得多，這里選取550Hz目的是為了便于分析。

在實驗中，開關頻率為10kHz，正弦波頻率為50Hz，取L1=1．15mH，L2=0．1mH，C=90μF，負載為純阻性，滿載時為8歐姆，死區(qū)時間Td設置為2μs。

通過實驗得出補償前后的波形圖如圖6所示。

圖6 補償前后輸出電壓及諧波分量的波形

4 結束語

在死區(qū)時間內(nèi)，由于續(xù)流的緣故輸出電壓波形發(fā)生了畸變，通過對波形進行等效的補償可以得到準正弦波。推理和實驗均證明該方法能較好地對逆變器橋路輸出電壓進行補償。該方法簡單實用，易于實現(xiàn)，具有一定的工程使用價值。