中心議題：

• 基于應用非隔離直流的直流轉換器

解決方案：

• 應用降壓+升壓雙模轉換器
• 應用升壓+降壓雙模轉換器

在直流-直流轉換器設計中，當輸入等于輸出時，如果仍然采用輸入與輸出不等時的轉換方法，轉換效率將得不到提高，此時可用幾種非隔離直流-直流轉換方法，包括SEPIC、降壓-升壓法以及降壓升壓電路組合法等。本文分析了其中四種方法，并對典型應用中的效率問題進行了特別關注。


大多無隔離輸入-輸出穩(wěn)壓方案都有一個根本缺點，即當輸入等于輸出時，和輸入輸出不相等時的情況相比其效率并沒有提高。從一些常用方法如SEPIC、C''uk及降壓+升壓組合電路可以明顯得出這個結果，即使當輸入電壓接近或等于輸出電壓時，它們仍然采用電壓完全不同的開關模式進行處理。 如果控制正確，經典的降壓和升壓級聯電路在輸入接近或等于輸出電壓時其效率應該比其它情況更高。這并不是一個新的發(fā)現，已有文獻記載且在實際中已有應用，但這種應用因為不是直流-直流應用的主流，所以似乎被人們所忽視了，目前主要用于大型主機計算機的高功率三相功率校正系統，故其未被列入常見的直流-直流轉換技術之中也并不令人感到驚訝。


下面我們將分析四種拓撲結構，即三種降壓+升壓組合電路和一種單端初級電感轉換器(SEPIC)，在每種情況里都采用典型元件，且都包含寄生損耗。這里沒有包括傳統的降壓-升壓轉換器和C''uk轉換器，因為在非隔離電路中輸出和輸入的極性是相反的。

電路結構

圖1到圖4是這幾種電路的原理圖，分別為升壓+降壓、SEPIC、降壓+升壓以及另一種降壓+升壓(兩個開關同時驅動)電路，其中D1和D2分別是開關S1和S2的占空比。下面是詳細的分析。

1．升壓+降壓轉換器

圖1a的電路盡管是四個電路中最復雜的，卻有幾個優(yōu)點。它的輸入和輸出電流被電感平滑處理，減小了輸入和輸出端的紋波電流以及對電容C1和C3的電流應力。但是這一方案也有缺點，電容C2的電流不管是當Vin小于Vout時來自CR1還是當Vin大于Vout來自S2，它都會有中斷，而且它需要兩個電感。
雖然電路工作時要兩個開關同時驅動(其轉換方程與圖1d給出的相同)，但最有效的控制方法是在需要升壓功能(Vin小于Vout)時通過脈沖寬度調制(PWM)驅動S1，同時保持S2導通，而在需要降壓功能(Vin大于Vout)時通過PWM驅動S2，同時保持S1斷開。這是一個很好的方案，因為當Vin=Vout時不需要任何開關模式功率處理，S1斷開而S2接通，功率只通過直流電路從輸入傳輸到輸出，并且當輸入近似等于輸出時，只需要最小開關模式的功率處理。

2．SEPIC

圖1b顯示經典的單端初級電感轉換器(SEPIC)。顯然，就元件總數而言，這是四個電路中最簡單的，只需要一個開關和一個二極管，但它卻需要兩個電感(或者在一個磁芯上的兩個電感繞組)。 [page]
如轉換方程所示，當占空比D1等于0.5時，輸入和輸出相等，從輸入傳輸到輸出的總功率在開關模式中處理，且所有功率都通過電容C2傳輸。因此需要仔細考慮C2的紋波電流處理功能，C2可以是低阻抗電解質類型，如今市面上有很多性能優(yōu)異的這類元件可供選擇。它的終端電壓等于輸入電壓，考慮到L1連到輸入且L2連接到地同時電感上的平均電壓必須為零后，這個結論是很顯然的。筆者認為業(yè)界并沒有充分利用SEPIC，這可能是由于它具有非經典配置，因而與簡單的降壓或升壓電路相比設計人員不得不花費更多精力進行分析和考慮的緣故。

3．降壓+升壓轉換器

圖1c和圖1a的電路功能很相似，這里降壓部分在前，升壓部分在后，因此名為“降壓+升壓”轉換器，和“升壓＋降壓”正好相反。后面可以看到，當輸入電壓接近輸出電壓時，它是效率最高的，當Vin=Vout時，不需要任何開關模式處理，S1接通，S2斷開，另一個優(yōu)點是它只需要一個電感。缺點是輸入電流和輸出電流都是不連續(xù)的，所以必須選擇輸入和輸出電容，使它們能夠處理紋波電流。像圖1a中的電路一樣，當Vin小于Vout時，S1保持接通，S2作為一個PWM升壓轉換器。當Vin大于Vout時，S1作為一個PWM降壓轉換器，S2斷開。


4．降壓+升壓轉換器(D1=D2)


這個電路結構類似于圖1c，但是工作完全不同。在這種情況下，開關S1和S2由相同的控制器驅動，同時接通和斷開。優(yōu)點當然是控制器比圖1a和圖1c中的簡單得多，但比SEPIC控制器復雜，因為必須驅動兩個開關，而且其中只有一個基于地電位。 驅動方案簡單是這個電路的優(yōu)點，但是效率差的缺點經常妨礙它的使用。由于同時驅動兩個開關，而且當輸入電壓等于輸出電壓時，占空比D為50%，使得過多能量在轉換器中循環(huán)。例如當Vin=Vout(而且D=50%)時，電感L1兩次導通輸入(輸出)電流。在輸入端，S1在50%的時間內接通，強迫它兩次導通平均輸入電流，當然，這個電流來自L1；與之類似，在輸出端，CR2在50%的時間內導通，再次從電感獲得電流。確實在它們導通時，所有四個開關元件(S1、CR1、S2和CR2)兩次導通輸入-輸出電流，結果造成較大功率損耗，使這個電路在四個電路中效率最低，但它無疑是很簡單的，可用于小電流應用中。

電路仿真

1． 元件選擇

用一組損耗特性適合用于轉換器的元件對四個電路進行仿真，轉換器的輸出為2A 24Vdc，輸入范圍是18到44Vdc。這些參數與現有的電流和電壓表達式一起輸入到數據表中，然后畫出結果曲線進行比較，工作頻率為100kHz。在有兩個開關S1和S2的情況下，接地開關是一個N溝道FET，而上面的開關是一個P溝道FET，二極管是肖特基型，設正向電壓為0.6V。電感為150μH 4A，內阻是0.1Ω，電容為高質量、低阻抗類型，其損耗經過計算表明可以忽略。對FET的開關損耗進行估計，假設開關時間是100ns，忽略二極管的開關損耗，控制電路的損耗假設也是可以忽略的。

FET的特性如下：

P-溝道：


ON Semi MTD5P06V，RDS(on)=0.45ΩN-溝道：


ON Semi NTD15N06，RDS(on)=0.09Ω

電感值選為150μH，這樣電感和其它元件中的紋波電流大約為20%，可以無須顧慮電流波形擺動而將其看作平頂電流脈沖。

2．損耗計算

我們?yōu)樗膫€電路設計了一個電子表格，設定輸出電壓為24V，電流為2A，然后將輸入電壓以2V間隔遞增計算其性能。在SEPIC和圖1d(D1=D2)中，因為傳遞函數(Vout/Vin)在電壓低于或高于輸出電壓時是一樣的，所以過程可以簡化。而另外兩個電路則要取決于輸入是小于還是大于輸出而采用不同的函數。


因為FET中的導通損耗是電阻性的，所以要計算導通電流，并進行平方然后乘以電阻，最后乘以導通占空比(D)算出開關周期中的平均損耗。圖1a到圖1d下面的傳遞函數用于確定每個元件的工作條件(以仔細分析每個電路的工作細節(jié))。

電路性能

圖2顯示了四個電路的性能特性，請注意兩個雙模電路表現出的優(yōu)異性能，特別是當輸入電壓幾乎等于輸出電壓(24V)時它們的效率。SEPIC效率相當高，而且輸入接近輸出電壓時也是如此。當輸入電壓增加時，它的效率更高，因為輸入電流降低了。應注意開關同時驅動(D1=D2)的降壓+升壓電路效率較差。圖3是相同的數據，但是沒有第四個電路，所以垂直坐標可以放大，以便更詳細地比較前三個電路。

注意當輸入電壓低于或高于輸出電壓時，升壓+降壓雙模轉換器的效率更高，這是因為平滑的輸入電流和輸出電流降低了元件的應力。盡管中間電容受紋波電流的影響，但如今有了低阻抗電解電容，它的影響可以不用考慮。

本文結論

對四個電路性能進行建模，可得出降壓+升壓雙模轉換器樣機實驗室測試數據。數據表明該電路在輸入電壓接近輸出電壓時有優(yōu)異的性能，而升壓+降壓雙模轉換器在更廣的輸入電壓范圍具有很好的性能，比較而言SEPIC電路較簡單，但效率不太高，兩個開關同時驅動的降壓+升壓電路容易控制(但是不如SEPIC簡單)，不過效率也比較低。