圖1：電路框圖

考慮到輸出獨立保護的要求，本電源采用了兩路獨立的電路結(jié)構(gòu)，24V輸出功率較大采用Forward，5V輸出功率較小采用Flyback。

下面就電路中一些特殊的設計做一些介紹。

散熱器設計

散熱方式是電源產(chǎn)品設計中首先需要考慮的部分，因為，它關系著電路設計中元器件的選取，PCB的設計等一系列問題。通常的電源產(chǎn)品都采用風扇冷卻，這樣可以達到比較好的散熱效果。

本文提到的軍用車載電源，由于長期工作在震動和沖擊的環(huán)境下，采用風扇冷卻會影響電源系統(tǒng)的可靠性，因此，采用自然冷卻的散熱結(jié)構(gòu)。整個裝置的散熱器結(jié)構(gòu)安排如圖2所示。功率半導體器件放在PCB板的背面并緊貼底板，直接通過底板散熱，底板采用厚鋁材料，整個裝置安裝在大鐵板上（裝甲車）。裝置的兩側(cè)用帶翼的散熱片，兼起支撐作用。這樣整個散熱器的安排不但能達到比較好的散熱效果，還可以充分利用PCB板的空間，一定程度上減少了整個裝置的體積。

圖2 ：散熱器結(jié)構(gòu)

三重過流保護

由于是軍用車載電源，對裝置的穩(wěn)定性和可靠性要求非常高，所以，采用了三重過流保護，即微秒級保護、毫秒級保護及秒級保護。

微秒級保護

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微秒級保護是指電源出現(xiàn)輸出過流或者短路時，在一個開關周期內(nèi)就能進行保護。因為，通常開關周期都是設計為微秒級，所以，稱此保護為微秒級保護。具體的實施方法如圖3所示，峰值電流控制信號連到PWM芯片L5991[1]的腳ISE，當腳ISE的電壓大于1V時，L5991輸出就為低電平，從而關斷開關管。此保護在每個開關周期進行判斷，因此，反應速度比較快，用以保護瞬間的過流。

圖3：電流峰值保護及恒流保護電路

毫秒級保護

毫秒級保護是指PI環(huán)的恒流保護，它的保護時間一般在幾十到幾百個開關周期，這里就稱它為毫秒級保護。由于取樣電流峰值保護是單周保護，穩(wěn)定性不是很好，只能對過渡過程的過流進行有效的保護。因此，針對較長時間的短路或過流，在這里采用PI環(huán)的恒流保護還是很有必要的。圖3虛線框內(nèi)為恒流保護電路，它利用峰值電流控制中的電流信號作為輸入信號，通過一個由D1，R1，C1組成的峰值保持電路和由運放組成的PI環(huán)節(jié)得到一個誤差信號，在變換器的輸出電流超過限定值的時候，該誤差信號就會控制PWM芯片的占空比，從而使輸出電流保持在限定值。由于D2存在，當輸出電流低于限流值時，該部分電路對占空比的控制不起作用。

秒級保護

秒級保護是指電路中的自恢復保險絲保護（自恢復保險絲的保護時間在幾秒以上），如圖1所示。當電路處于上述的恒流保護，如果時間過長會使裝置過熱，若按照過流保護來做熱設計會增加裝置的成本。因此，對于長時間(幾秒以上)的短路或過流，需要用保險絲進行保護。本裝置中采用的是自恢復保險絲，當負載恢復正常時，自恢復保險絲也能恢復到正常導通狀態(tài)。采用自恢復保險絲的另外一個原因是裝置要求的每路負載獨立保護，當一路過流保護時，該路的自恢復保險絲斷開，其他幾路還能正常工作。5V那一路沒加自恢復保險絲是考慮到它本身就只有一路負載，可以通過微秒級和毫秒級實現(xiàn)保護，另外由于5V輸出電壓比較小，加上自恢復保險絲會影響其輸出調(diào)整率。

RCD/RC雙重吸收

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反激變換器由于變壓器漏感的存在，當開關管關斷時，開關管的D－S兩端會產(chǎn)生比較高的電壓尖峰。這個電壓尖峰增大了開關管的電壓應力，同時又會產(chǎn)生電磁干擾，因此，必須采用吸收電路加以抑制。RCD吸收電路由于簡潔且易實現(xiàn)，在小功率場合是比較常用的。RCD吸收反激變換器如圖4所示。從圖6中可以看到，加RCD吸收電路以后，開關管D－S兩端的電壓尖峰大大地減少了，但是，同時也產(chǎn)生了新的更高頻率的振蕩，究其原因是變壓器原邊漏感與二極管的結(jié)電容諧振引起的。從電磁兼容考慮該振蕩必須加以抑制。改變R，C，D的參數(shù)對新的振蕩的影響并不大，因此，需要附加其它電路來抑制，在開關管D－S兩端加上RC吸收電路在實驗中取得了比較理想的效果。圖5即為RCD/RC雙重吸收電路，圖7所示的是RCD吸收反激變換器和RCD/RC雙重吸收反激變換器開關管Vds的實驗波形。

圖4：RCD吸收電路

圖5：RCD/RC雙重吸收電路

圖6：加RCD吸收電路前后vds的實驗波形

圖7：加RCD吸收電路及RCD/RC雙重吸收電路后vds的實驗波形

諧振RCD復位

正激變換器有很多種復位方式：諧振復位；第三繞組復位；RCD復位；有源鉗位等。這里介紹一種低成本折衷的方案：諧振RCD復位。
 
如圖8(a)所示，諧振復位正激變換器是在主開關S上并聯(lián)了一只電容C，通過電容C和變壓器激磁電感Lm諧振產(chǎn)生一個正弦波對變壓器復位。圖8(b)是諧振復位正激變換器的主要工作波形，其中VT是變壓器上的電壓，iLm是變壓器的激磁電流。這些波形考慮到變壓器漏感的存在，并且是在重載下的波形。若不考慮漏感或是負載電流為零的情況下，[page]
諧振復位電壓應該是一個正弦波。開關管關斷瞬間，變壓器上有一個電壓尖峰，那是由于漏感Ls中貯存的能量向諧振電容C轉(zhuǎn)移而引起的，即為變壓器漏感和電容C的諧振。該諧振周期要遠小于激磁電感和電容C的諧振周期。

圖8：諧振復位正激變換電路及工作波形

圖9(a)所示的是RCD復位正激變換器，即在變壓器上并聯(lián)了一個由二極管D，電容C，電阻R組成的環(huán)節(jié)，在開關S關斷時由激磁電感和漏感的感應電勢使二極管D導通，由電容C上的電壓對變壓器復位。圖9(b)是RCD復位正激變換器的主要工作波形。電容C兩端電壓在一個開關周期內(nèi)近似為直流電壓，則RCD復位電壓是一個方波。同樣在開關管關斷瞬間，變壓器上有一個電壓尖峰，是由變壓器漏感與開關管結(jié)電容諧振引起的。

圖9：RCD復位正激變換器電路及工作波形

諧振復位和RCD復位都有其各自的優(yōu)缺點，而且，兩種復位方式的優(yōu)缺點基本上是互補的。
 
1）根據(jù)伏秒平衡原理，VT一個周期內(nèi)平均值要等于零。諧振復位的復位電壓是正弦波，因此復位電壓的平臺相對比較高，即開關管S的VDS電壓平臺比較高，而RCD復位的復位電壓是方波，所以復位電壓的平臺相對比較低，也即開關管S的VDS電壓平臺比較低。

2）諧振復位正激變換器變壓器上的電壓尖峰（最終反映到vDS的電壓尖峰）是由變壓器漏感LS與電容C諧振造成的，而RCD復位正激變換器變壓器上的電壓尖峰是由變壓器漏感LS與開關管S的結(jié)電容諧振造成的。由于電容C的容量遠遠大于開關管S的結(jié)電容，諧振復位電壓尖峰的諧振周期要遠大于RCD復位電壓尖峰的諧振周期，因此，在變壓器漏感LS上的負載電流能量一定的情況下，諧振復位的電壓尖峰幅度要比RCD復位的電壓尖峰幅度低得多。從另一個角度理解，可以認為諧振復位正激變換器在開關管D－S間并聯(lián)的電容C起到了吸收電壓尖峰的作用。

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3）RCD復位正激變換器的激磁能量和漏感能量全部消耗在電阻R上，而諧振復位正激變換器的激磁能量和漏感能量基本上沒有消耗，見圖8(b)。但是由于諧振復位正激變換器在開關導通之前，電容C兩端的電壓為Vin，因此有 CVin2的能量消耗在開關管開通過程中。

4）從圖8(b)及圖9(b)iLm波形可以看到，諧振復位正激變換器變壓器磁偏比較小，而RCD復位正激變換器變壓器磁偏較大。

以上分析可以得知，兩種復位方式的正激變換器都有各自的優(yōu)點，但缺點也比較明顯，在某些時候設計起來有較大的瓶頸。這就不難想到將兩種復位方式結(jié)合起來，來軟化它們各自的缺點，同時還能帶來新的優(yōu)點，即諧振RCD復位正激變換器。

圖10(a)所示的即為諧振RCD復位正激變換器，可以看到在線路上它就是諧振復位正激變換器和RCD復位正激變換器的結(jié)合。圖10(b)是諧振RCD復位正激變換器的主要工作波形。諧振RCD復位正激變換器在一個周期內(nèi)可以分為5個階段。

圖10：諧振RCD復位正激變換器電路及工作波形

（1）階段1〔t0～t1〕    t0時刻主開關S開通，變壓器上承受輸入電壓，激磁電流線形上升。副邊二極管DR1導通。

（2）階段2〔t1～t2〕    t1時刻S關斷，首先發(fā)生的是諧振復位，漏感上的貯存能量向電容C2轉(zhuǎn)移，產(chǎn)生一個電壓尖峰（這是漏感和電容C2的諧振）。然后激磁電感和漏感加在一起和電容C2諧振。因變壓器上電壓為下正上負，所以副邊整流二極管DR1截止，續(xù)流二極管DR2導通。

（3）階段3〔t2～t3〕    當復位電壓諧振到超過C1上的電壓，二極管D就導通，激磁電流流向電容C1。成為RCD復位的狀態(tài)。此時激磁電流線性下降。這也保證了復位電壓不會過高，從而使得開關管的電壓應力得到控制。當激磁電流下降到零，該狀態(tài)結(jié)束。
 
（4）階段4〔t3～t4〕    激磁電流下降到零之后，二極管D就截止。但是，C2上的能量又會回饋給激磁電感，也就是說，此時是C2和激磁電感發(fā)生諧振。C2上電壓下降，激磁電流反向增加。直到C2上電壓下降到與輸入電壓相等，也就是變壓器上電壓下降到零，該狀態(tài)結(jié)束。

（5）階段5〔t4～t5〕    變壓器上電壓只要出現(xiàn)一個微小的上正下負的值，副邊二極管DR1就導通，激磁電流流過DR1。但是該電流不足以提供負載電流，所以，續(xù)流管DR2也繼續(xù)保持導通，提供不足部分的負載電流。同時DR1和DR2共同導通也保證了變壓器上電壓為零，激磁電流保持不變。該狀態(tài)一直保持到開關管S的再次導通。

諧振RCD復位正激變換器諧振電容C2的取值應該小于諧振復位正激變換器的諧振電容C，這樣在諧振復位階段（階段2和階段4）復位電壓的上升和下降比較快，所以在同是t2時間內(nèi)完成復位的情況下，諧振RCD復位正激變換器的平臺電壓要比諧振復位低，接近RCD復位正激變換器的平臺電壓。由于C2小于C，但比開關管的結(jié)電容還是大很多，因此諧振RCD復位正激變換器變壓器的電壓尖峰比諧振復位的略大，而比RCD復位的小很多。從以上分析得到，諧振RCD復位正激變換器變壓器的電壓平臺及尖峰都較低，因此，開關應力較低。而在激磁能量損耗（有部分的激磁能量回饋），開關損耗（C2<C），變壓器磁偏（見各種復位方式的激磁電流波形）方面，諧振RCD復位正激變換器是諧振復位正激變換器和RCD復位正激變換器的折衷。

飽和電感的應用

由于該電源裝置是低壓大電流輸入和輸出，所以，二極管上的反向恢復問題相當嚴重，尤其是正激變換器的續(xù)流二極管DR2。圖11(a)是正激變換器的DR2上的電壓波形，可以看到有很高的電壓尖峰。這不僅增加了損耗，抬高了所需器件的額定電壓值，而且對于電磁兼容也是非常不利的。采用飽和電感和二極管串聯(lián)，如圖11(b)所示，可以大大削弱二極管的反向恢復，同時又不會增加很多損耗。加了飽和電感后，二極管DR2上電壓波形如圖11(b)所示?？梢钥吹郊恿孙柡碗姼泻螅珼R2上的電壓尖峰從將近160V降到了80V。

圖11：加飽和電感前后DR2兩端的電壓波形