【導讀】在上一篇文章當中，小編為大家整理了關于開關電源的伏秒平衡的相關知識，在本篇文章當中將繼續(xù)分享來自前工程師的關于反激變壓器的設計細節(jié)，這一節(jié)是設計的主體思想，較為重要，希望大家能夠充分理解。
很多工程師都能回想起自己初學電源時的情景，從最基礎的理論基礎開始，大量的查閱資料。經(jīng)歷了迷茫和困惑，用時間一點點的積累。小編將為大家整理一系列有關開關電源設計的教程，幾乎包含了開關電源的所有拓撲。這些教程由前工程師編寫，根據(jù)自身的自學經(jīng)驗為大家量身打造，希望能夠幫助大家走出迷茫，盡快邁上正軌。
在上一篇文章當中，小編為大家整理了關于開關電源的伏秒平衡的相關知識，在本篇文章當中將繼續(xù)分享來自前工程師的關于反激變壓器的設計細節(jié)，這一節(jié)是設計的主體思想，較為重要，希望大家能夠充分理解。
本篇文章以一款19V、3.42A的適配器主功率回路設計過程為中心，來講解一下反激式變壓器的設計，主要參數(shù)：
輸入電壓：85-264AC；
輸出：19V3.42A；
計算輸出功率Pout=Iout*Vout=19*3.42=64.98W；
計算輸入功率。Pin=Pout/η；
這里會出現(xiàn)一個效率估算的問題。效率η不應該是電源的總轉(zhuǎn)換效率。這里的效率應該只包括變壓器損耗、次級整流二極管損耗，PCB走線損耗，輸出線損耗。Mos管損耗，整流橋損耗，前面的濾波電路的損耗，都不應該計算進去的。
估算大電解電容上的直流電壓
Vdcmax=Vacmax*1.414=264*1.414=373V
Vdcmin=Vacmin*1.414*90%=108.171V這里為什么要乘上0.9呢？是因為在AC輸入低端，F(xiàn)lyback工作在靠近最大占空比的位置，此時整個功率回路的增益必須保證有余量，計算輸入電壓應該按照大電解電容上的谷底電壓來進行計算。谷底電壓到底是多少，這個和所選取的電解電容的容量有關系，具體怎么計算，大家可去網(wǎng)絡上查詢，有很多相關資料。
高壓端滿載，F(xiàn)lyback工作在滿載的最小占空比狀態(tài)，這個時候需要注意的是Mos管，二極管上面的電壓應力，而整個電路的增益不需要考慮的。
選擇工作頻率
Mos管上的電壓應力越低，頻率就可以跑的越高，也就是輸入電壓越低的產(chǎn)品，頻率就可以跑得高一些，因為電壓高低對開關電源Mos管上面的交叉損耗，影響非常大?？捎^察一下跑到上M級別頻率的開關電源，輸入電壓都是非常低的。
對于全電壓反激，100K沒問題的。不要抱著頻率低，效率高這樣的觀點去設計，其實這種說法不科學的。頻率低，每秒鐘開關次數(shù)少，開關損耗感覺會小一些。但是這個是有前提條件的，前提條件就是對于已經(jīng)設計好的變壓器，降低頻率，是可以直接觀察到效率提高。
但是在設計初始階段，就不一定了。頻率太低，變壓器需要較大電感量，同樣的磁芯需要更多的匝數(shù)，骨架定了，可利用的窗口面積一定，那么較多的匝數(shù)就不得不用比較細的線徑，這樣就不利于線損控制。較多的匝數(shù)，會有更大的寄生電容，造成Mos管開通電流沖過大，損耗不降反增。
其實可以在可接受的范圍內(nèi)，盡量提高開關頻率。因為變壓器溫升處理，很多情況下比Mos管更麻煩。較高的開關頻率就可以降低所需電感量，降低匝數(shù)，我們就可以選取更粗一些的線徑，同時變壓器寄生參數(shù)會變得更好，假如選取合適的工作點，Mos管的溫升完全可以保證在可以接受的范圍內(nèi)。對于全電壓，新手不妨以65K作為起始點開始進行設計。其實全電壓的反激，65-110K都沒問題的。
新手大可以65K作為設計出發(fā)點。
什么時候需要調(diào)整頻率呢，對于選定的磁芯，變壓器繞不下了，在板子Outline確定的情況下，不能更換更大的磁芯，就需要提高工作頻率，提高了工作頻率，對于同樣的輸出功率，變壓器繞線的圈數(shù)就會變小。
注意一點，頻率變高，理論上磁芯損耗會增加，但是實際設計中，對于工作在第一象限的連續(xù)反激模式開關電源，磁芯損耗增加是很有限的。改變電源的工作頻率，對整機最大的影響是改變工作頻率，整機的溫升分布會發(fā)生轉(zhuǎn)移。頻率抬高，Mos管、二極管的溫升理論上會有所增加，變壓器線包溫升會下降。
提高了開關頻率，開關管在一秒鐘內(nèi)開關次數(shù)變多了，開關交叉損耗的次數(shù)也變多了，但是開關管的溫升不一定會變高。因為變壓器的寄生參數(shù)因為匝數(shù)減少而變得更好，寄生電容產(chǎn)生的損耗很多情況下都會有所改善。
頻率變高，次級整流二極管的損耗會有所增加，因為二極管寄生電容（與二極管并聯(lián)）的存在，頻率變高，寄生電容在每秒鐘充放電的次數(shù)也會隨之增加，而寄生電容放電是通過二極管本身放電的，這個影響也是有限的。
選擇合適的最大占空比
回顧一下上面寫的反激式開關電源輸入輸出關系表達式：
Vout=(1/n)*<(Vin*Ton)/Toff>
Ton=T*D
Voff=T*(1-D)
代入上式得：
Vout=(1/n)(Vin*<D/(1-D))>
我們對于一定的輸入輸出電壓，要確定一個合適的主回路增益。<什么是增益，就是Vout/Vindc(大電解電容上的電壓Vindc)>，所有的拓撲的設計，這一步都是必不可少的?？匆幌屡c反激式主回路增益有關的參數(shù)，占空比D與變比n。
先說占空比，D<0.5，在變比為1的情況下，主回路增益<1，也就是說，這時候反激式電路是工作在降壓區(qū)域。占空比D>0.5，反激式工作在升壓區(qū)域。
變比
變比對什么東西有影響呢?變比直接影響到Mos管，輸出二極管的電壓應力，因為我們常規(guī)產(chǎn)品都是市電輸入，輸出也是有標準的幾個檔次，常用電壓一般有5V、12V、24V、48V，這樣子呢，世面上大量供貨的Mos管，整流二極管，也都有對應的型號。
所以呢，對于一定的輸入輸出電壓，我們不能隨意的去選擇占空比，這個都是有可取的范圍的。我們先看一下Mos管的電壓應力。
Vds=Vdcmax+n*(Vout+Vf)
圖1
圖1是斷續(xù)模式的Vds和次級電流對應的波形。
Mos關斷，次級二極管導通，變壓器次級同名端電壓被鉗位到Vout+Vf（Vf是整流二極管的正向壓降）。初級Mos管關斷，Mos管上的電壓應力為Vdc加上變壓器次級反射到初級的反射電壓。實際計算的時候，我們應該在Vdcmax這個點來進行計算，因為Mos管一定是在輸入電壓最高的時候電壓應力最大。當然Vds上的電壓應力，除了我們計算出來的平臺電壓，還有因為寄生參數(shù)產(chǎn)生的振鈴尖峰。
圖3
所以呢，對于管子耐壓我們都要留裕量的，一般我們?nèi)」茏訕朔Q耐壓的80-90%，具體要看產(chǎn)品的客戶規(guī)格書，或者自己公司內(nèi)部的要求。變比n同時還決定輸出整流二極管的電壓應力，推導方法和Vsd一樣，大家可以自行推導。
其實我們在實際設計中，不會單獨的去選取變比，而是使用反激式變換器的總增益公式，直接選取Dmax，從而得出適合的變比n.
Vout=(1/n)*<(Vin*Ton)/Toff>
Ton=T*D
Voff=T*(1-D)
代入上式得：
Vout=(1/n)
這個是反激式的輸入輸出關系式:
Vout=(1/n)<Vin*[D/(1-D)]>
對于一定的輸入輸出:
Vout=19V
Vinmin=Vacmin*1.414*0.9=85*1.414*0.9=108.171V
Vout=(1/n)<Vin*[D/(1-D)]>------>Vout已知Vin已知我們選取合適的D值，就會得到不同的變比n。
(這里需要注意，選取占空比，是按照最低輸入電壓來選取的，因為我們必須保證在最低輸出電壓的情況下，電源能夠帶滿載，并且需要有增益裕量，保證動態(tài)性能。而變比的參數(shù)跟最大占空比是對應的，觀察反激式的輸入輸出增益公式，會發(fā)現(xiàn)每一個最大占空比對應一個變比。)
Vds=Vdcmax+n*(Vout+Vf)
Vd=(Vdcmax/n)+Vout
把得到的變比n帶如上式，就可以得到對應的Mos管電壓應力（平臺），輸出二極管電壓應力，根據(jù)實際可選的Mos管，二極管的耐壓，就可以選出合適的可用占空比。
不要感覺很麻煩，實際設計過程中，很多參數(shù)都需要反復迭代的，但并不提倡大家進行手算。下手計算第一容易出錯，第二，效率很低，推薦一定要用合適的軟件，比如Mathcad，Excel，把公式做成計算表，我們只需要根據(jù)自己的分析判斷輸入?yún)?shù)，計算由電腦來完成。
上面提及的知識都是是否能夠充分理解變壓器設計的主要思想。希望大家能夠充分理解。從事電源工程師行業(yè)，實踐經(jīng)驗的重要性要遠遠大于基礎理論的學習，知識都是在問題的解決和實踐中學習到的，而不是對著書本死磕理論得來的。在下一篇教程當中，將為大家?guī)矸醇ら_關電源當中相關器件參數(shù)計算。
