功率器件的性能指標決定變頻電源的發(fā)展。20世紀60 年代，GTO 的問世實現(xiàn)了門極可關斷功能。70 年代中期，功率金屬氧化物場效應管和高功率晶體管的問世，實現(xiàn)了場控功能，至此打開了高頻的大門。到80年代，一種兼具MOSFET和GTR 二者優(yōu)點的IGBT電力器件出現(xiàn)，其柵極采用電壓控制，驅動功率??；工作頻率高，開關損耗小；沒有二次擊穿，是目前功率電力電子裝置中的主流器件。當代，隨著不斷革新的功率器件的出現(xiàn)，美日歐等大規(guī)模集成脈寬調制電路、零電壓、零電流變換的拓撲電路和DSP、ARM 等智能處理器的廣泛應用，使得電源逐漸朝著小型化、集成化、智能化方向發(fā)展。國內變頻電源產業(yè)發(fā)展雖只有十幾到二十年的歷史，但業(yè)績甚佳，也在開關頻率方面達到了前所未有的地步，一定程度上降低了原材料的消耗，使裝置小型化，加快了系統(tǒng)的動態(tài)響應速度，提高了電源的效率。

本文搭建了一個基于DSP的變頻電源的實驗裝置，下面將詳細介紹變頻電源整流、驅動、逆變和濾波等各個模塊的原理圖設計。

1 硬件電路設計

變頻電源結構框圖如圖1 所示。本文中變頻電源輸入頻率為市電頻率50 Hz，輸出頻率為60 Hz。由圖1可以看出，整個變頻電源的硬件部分由整流模塊、逆變模塊、隔離驅動模塊和濾波模塊組成。


1.1 整流模塊設計

常用的三相橋式整流電路大致可以分為三種：不控整流、全控整流、半控整流。它們的電路結構均是一樣的，如圖2所示，只是所使用的整流元器件不同。三相橋式不控整流電路的整流器件是普通的電力二極管，是不可控的器件。當它承受正向電壓時會立即自然導通，承受反向電壓時會立即阻斷，電路設計簡單，功耗較小。其輸出電壓的平均值可以表示為：

圖2 三相橋式不控整流電路

三相橋式全控整流電路的整流管全為可控的晶閘管開關器件，橋式半控整流電路的整流管為可控的晶閘管和不控二極管的組合。開關器件晶閘管開通必須具備兩個條件：正向電壓；觸發(fā)電流脈沖。這就要求在整流時要附加脈沖產生電路，時間上會產生延遲，也就是延遲觸發(fā)角。綜合分析以上三種整流方式可知：橋式不控整流電路設計簡單，功耗??；而全控和半控整流電路控制復雜，晶閘管在導通后功耗相對較大，觸發(fā)角控制不好會使電路出現(xiàn)斷續(xù)現(xiàn)象，所以本文采用簡單的三相橋式不控整流電路。

整流之后由于脈動電壓比較大，本文選取并聯(lián)電容進行濾波。電容作為儲能元件，具有隔直通交、隔低頻通高頻的功能。在電壓型整流電路中，為使輸出電壓更加平滑，理論上濾波電容取值越大越好。然而實際工程上并不希望這樣，因為電容值越大，其體積越大，成本越高，性價比反而越低，而且在電路接通瞬間，瞬時電流非常大，會破壞元器件。

選取濾波電容的值為1 650 μF，考慮到耐壓值越高價格也越高，選用兩個3300 μF的電容串聯(lián)，以此來平分電壓，如圖2所示。
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1.2 驅動模塊設計

IR2130 可用來驅動工作在線電壓不高于600 V 的電路中的功率MOS門器件。

其內部結構框圖如圖3所示。


在本文中應用IR2130時，應注意以下幾點：

（1）因為IR2130內部的三路驅動高壓側電力MOS管的輸出驅動器的電源是通過自舉技術來獲得的，為防止自舉電容兩端電壓放電，二極管應選用高頻快恢復二極管。為防止自舉電容放電造成其兩端電壓低于欠電壓保護動作的門檻電壓值，電容的取值應充分大，當被驅動的功率MOS器件的開關頻率大于5 kHz時，該電容值應不小于0.1 μF，如圖4所示。

（2）由于IR2130內部的6個驅動器輸出阻抗較低，直接應用它來驅動電力MOS 管會引起被驅動的電力MOS 器件的快速開通和關斷，這有可能造成被驅動的電力MOS管漏源極間電壓的振蕩。為了避免這種現(xiàn)象的發(fā)生，可在被驅動的電力MOS管柵極與IR2130的輸出之間串聯(lián)一個15~22 Ω、功率為1/4 W的無感電阻（對電流容量較小的電力MOS 管，該電阻值可增加到30~50 Ω），如圖4所示。

1.3 逆變模塊設計

逆變電路根據直流側電源性質的不同可分為兩種：直流側是電壓源的稱為電壓型逆變電路，直流側是電流源的稱為電流型逆變電路。本文中是電壓型逆變電路。用三個單相逆變電路就可以組合成一個三相逆變電路。在三相逆變電路中，應用最廣泛的是三相橋式逆變電路。三相橋式逆變電路的基本工作方式也是180°導電方式，即每個橋臂的導電角度為180°，同一相（同一橋臂）上下兩個橋臂交替導電，各相開始導電的角度依次相差120°。這樣，在任一瞬間，將有三個橋臂同時導通，可能是上面一個橋臂下面兩個橋臂同時導通，也可能是上面兩個橋臂下面一個橋臂同時導通。

本文設計的三相橋式逆變電路如圖5 所示，其中UA 和UB 之間的電壓為整流之后的直流電壓。本設計中三相逆變電路的開關器件采用了價格低廉的MOS 功率管IRF640，其耐流值是18 A，耐壓值為200 V，開關頻率可以達到兆級赫茲以上。其中每個MOS管后面都并聯(lián)了一個續(xù)流二極管，續(xù)流二極管是負載向直流側反饋能量的通道，起著使負載電流連續(xù)的作用。

逆變電路中采用正弦脈沖寬度調制（SinusoidalPulse WidthModulation，SPWM）技術來控制MOS管導通和關斷，其中SPWM 波由型號為TMS320F2812 的DSP芯片產生。
當使用微控制器實現(xiàn)SPWM 調制時通常采用對稱規(guī)則采樣方法，此時三相逆變器輸出線電壓的基波和諧波幅值分別為：

基波幅值= √3 aUd/2

式中：a 為調制度；Ud 為直流側電壓。
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1.4 濾波模塊設計

SPWM逆變電路由于其固有的特性，輸出波形中含有大量的諧波，在接入負載前必須進行濾波。根據消諧控制的特點，簡單的二階LC低通濾波器就能滿足要求。因為電容器C 對直流相當于是開路的，而對交流阻抗小，所以C 應該并聯(lián)在負載兩端。電感L 對直流阻抗小，而對交流阻抗大，所以L 應與負載串聯(lián)。逆變電路如圖6所示。



2 軟件設計

變頻電源的軟件設計即變頻電源中控制電壓與頻率的軟件編程，本文通過SPWM波來控制變頻電源的電壓和頻率，其中SPWM 波形的產生通過TMS320F2812芯片實現(xiàn)。變頻電源的整個軟件程序分為主程序和中斷服務子程序兩部分。主程序任務是：初始化并啟動系統(tǒng)后，進入while循環(huán)，等待定時器T1 周期中斷的產生。程序流程圖如圖7所示。

中斷子程序是定時器T1 周期中斷函數(shù)，主要功能是更新比較寄存器的值。中斷程序中比較寄存器的賦值通過查表法來實現(xiàn)，查表法的原理是預先計算出每個載波周期中各個采樣點處的比較寄存器的值，以數(shù)組的形式存儲起來，在中斷程序中直接調用數(shù)組。

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3 實驗結果與分析

3.1 整流模塊實際電路運行波形圖

將經過380 V -18 V三相變壓器的電壓送入到三相橋式整流電路的輸入端，經過濾波器濾波后，測得整流的電壓如圖8所示。


由圖8可得，電壓為直流，每個小格是10 V，這樣電壓值大約為24 V。由于本設計中使用的三相變壓器是380 V-18 V，即變頻電源的整流輸入端交流電的線電壓有效值為18 V，所以其相電壓有效值為18/√3 =10.4 V，根據式（2）計算，理論上整流之后電壓值應為24 V。由此可得，本實驗電路運行結果與理論值一致。

3.2 逆變模塊實際電路運行波形圖

根據上面的硬件設計和軟件設計，將編好的程序下載到DSP里運行，產生出六路SPWM波后送入到變頻電源的兩級三極管隔離放大電路的輸入端，經過放大之后送到驅動IR2130 的輸入端；從IR2130 出來之后驅動三相橋式逆變電路，經過三相橋式逆變電路和LC濾波器之后，三相負載的相電壓波形圖如圖9所示。

由圖9 可得，三相電壓均為交流電，相位依次相差120°，每個小格是10 V，這樣負載相電壓幅值大約為9.6 V。根據式（2），當調制度為0.8，直流電壓為24 V時，逆變之后線電壓應為16.6 V，即負載相電壓應為16.6/√3 =9.6 V。所得結果與理論值一致。此外，由圖9還可得三相交流電壓周期大約為0.017 s，即頻率為60 Hz，這與程序里設置的值一致。


結語

本文主要對變頻調壓電源的硬件進行了詳細的介紹，在變頻電源的硬件方面，研究了變頻電源的結構組成，對變頻電源的各個模塊進行了詳細分析，并對各個模塊參數(shù)的選擇給出了詳細的計算過程；同時給出了系統(tǒng)的軟件流程以及SPWM的生成方法；最后將實驗結果與自行設置的值進行對比，基本保持一致。由于時間有限，系統(tǒng)還存在許多不足的地方，有待改善，例如變頻電源系統(tǒng)沒有反饋，其輸出的電壓幅值和頻率大小是由軟件編程來控制的，即是人為控制的。因此，在后續(xù)的研究中可搭建一個帶有反饋的變頻電源系統(tǒng)，根據輸出的電壓和頻率自動調整逆變模塊SPWM波的參數(shù)，以使輸出的電壓和頻率穩(wěn)定。

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