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開(kāi)關(guān)電源輻射騷擾傳導(dǎo)騷擾的產(chǎn)生與解決方法

發(fā)布時(shí)間:2019-04-03 責(zé)任編輯:xueqi

【導(dǎo)讀】對(duì)于開(kāi)關(guān)電源來(lái)說(shuō),由于開(kāi)關(guān)管、整流管工作在大電流、高電壓的條件下,對(duì)外界會(huì)產(chǎn)生很強(qiáng)的電磁干擾,因此開(kāi)關(guān)電源的傳導(dǎo)發(fā)射和電磁輻射發(fā)射相對(duì)其它產(chǎn)品來(lái)說(shuō)更加難以實(shí)現(xiàn)電磁兼容,但如果我們對(duì)開(kāi)關(guān)電源產(chǎn)生電磁干擾的原理了解清楚后,就不難找到合適的對(duì)策。
 
1 概述
 
目前,電子產(chǎn)品電磁兼容問(wèn)題越來(lái)越受到人們的重視,尤其是世界上發(fā)達(dá)國(guó)家,已經(jīng)形成了一套完整的電磁兼容體系,同時(shí)我國(guó)也正在建立電磁兼容體系,因此,實(shí)現(xiàn)產(chǎn)品的電磁兼容是進(jìn)入國(guó)際市場(chǎng)的通行證。對(duì)于開(kāi)關(guān)電源來(lái)說(shuō),由于開(kāi)關(guān)管、整流管工作在大電流、高電壓的條件下,對(duì)外界會(huì)產(chǎn)生很強(qiáng)的電磁干擾,因此開(kāi)關(guān)電源的傳導(dǎo)發(fā)射和電磁輻射發(fā)射相對(duì)其它產(chǎn)品來(lái)說(shuō)更加難以實(shí)現(xiàn)電磁兼容,但如果我們對(duì)開(kāi)關(guān)電源產(chǎn)生電磁干擾的原理了解清楚后,就不難找到合適的對(duì)策,將傳導(dǎo)發(fā)射電平和輻射發(fā)射電平降到合適的水平,實(shí)現(xiàn)電磁兼容性設(shè)計(jì)。
 
2 開(kāi)關(guān)電源傳導(dǎo)騷擾
 
2.1 傳導(dǎo)發(fā)射的產(chǎn)生
 
開(kāi)關(guān)電源的傳導(dǎo)騷擾是通過(guò)電源的輸入電源線向外傳播的電磁干擾。在開(kāi)關(guān)電源輸入電源線中向外傳播的騷擾,既有差模騷擾、又有共模騷擾,共模騷擾比差模騷擾產(chǎn)生更強(qiáng)的輻射騷擾。傳導(dǎo)騷擾的測(cè)試頻率范圍為150KHz~30MHz,限值要求如下表1 所示:
 
 
在0.15MHz~1MHz 的頻率范圍內(nèi),騷擾主要以共模的形式存在,在1MHz~10MHz 的頻率范圍內(nèi),騷擾的形式是差模和共模共存,在10MHz 以上,騷擾的形式主要以共膜為主。傳導(dǎo)發(fā)射的差模騷擾的產(chǎn)生主要是由于開(kāi)關(guān)管工作在開(kāi)關(guān)狀態(tài),當(dāng)開(kāi)關(guān)管開(kāi)通時(shí),流過(guò)電源線的電流線形上升,開(kāi)關(guān)管關(guān)斷時(shí)電流突變?yōu)?,因此流過(guò)電源線的電流為高頻的三角脈動(dòng)電流,含有豐富的高頻諧波分量,隨著頻率的升高,該諧波分量的幅度越來(lái)越小,因此差模騷擾隨頻率的升高而降低,另外,如下圖1 所示,由于電容C5 的存在,它與電感L3 組成低通濾波器,因此,差模傳導(dǎo)騷擾主要存在低頻率段。
 
 
共模騷擾的產(chǎn)生主要原因是電源與大地(保護(hù)地)之間存在有分布電容,電路中方波電壓的高頻諧波分量通過(guò)分布電容傳入大地,與電源線構(gòu)成回路,產(chǎn)生共模騷擾。
 
如上圖 1 所示,L、N 為電源輸入,C1、C2、C3、C4、C5、L1、L2 組成輸入EMI 濾波器,DB1 為整流橋,L1、VD1、C6 和VT2 為功率因數(shù)矯正主電路,VT2 為開(kāi)關(guān)管,開(kāi)關(guān)管的D 極與管子的散熱器相連,開(kāi)關(guān)管安裝在散熱器上時(shí),與散熱器之間形成一個(gè)耦合電容,如圖1 中的C7 所示,開(kāi)關(guān)管VT2 工作在開(kāi)關(guān)狀態(tài),其D 極的電壓為高頻方波,方波的頻率為開(kāi)關(guān)管的開(kāi)關(guān)頻率,方波中的各次諧波就會(huì)通過(guò)耦合電容、L、N 電源線構(gòu)成回路,產(chǎn)生共模騷擾。電源與大地的分布電容比較分散,難以估算,但從上面的圖1 來(lái)看,開(kāi)關(guān)管VT2 的D 極與散熱器之間耦合電容的作用最大,在上面的圖1 中,從整流橋到電感L3 之間的電壓為100Hz 的工頻波形,而從電感L3 到二極管VD1 和開(kāi)關(guān)管VT2D 極之間的連線的電壓均為方波電壓,含有大量的高次諧波。其次電感L3 的影響也比較大,但L3 與機(jī)殼的距離比較遠(yuǎn),分布電容比開(kāi)關(guān)管和散熱器之間的耦合電容小的多,因此我們主要考慮開(kāi)關(guān)管與散熱器之間的耦合電容。
 
2.2 傳導(dǎo)騷擾的解決方法
 
2.2.1 EMI 濾波器
 
解決傳導(dǎo)騷擾目前大都采用無(wú)源濾波器,如上圖 1 中所示,C1、C2、C3、C4、C5、L1、L2 組成一個(gè)EMI 濾波器,L1、L2 是兩個(gè)共模電感,一般來(lái)說(shuō),在共模電感當(dāng)中,含有20%左右的差模電感,與電容C1、C2、C3 構(gòu)成差模濾波器,C4、C5 是共模電容,與電感L1、L2 構(gòu)成共模濾波器。
 
共模電感量的計(jì)算:
 
假設(shè)開(kāi)關(guān)管集電極的干擾電壓在 400V 左右,轉(zhuǎn)換成dB(μV)為:
 
 
傳導(dǎo)發(fā)射測(cè)試設(shè)備內(nèi)部的去耦網(wǎng)絡(luò)(LISN)內(nèi)阻Zin 標(biāo)準(zhǔn)為50Ω。則耦合電容C7 與測(cè)試設(shè)備去耦網(wǎng)絡(luò)的內(nèi)阻Zin 對(duì)騷擾電平的衰減為:
 
 
則:如果不加EMI 濾波器時(shí),電源輸出端口所測(cè)得的騷擾電平為:
 
 
表 1 中A 級(jí)電源端口傳導(dǎo)限值的要求為79 dB(μV),顯然大大超過(guò)了限制的要求。則需要濾波器在 150KHz 處的衰減為:
 
112-79=33 dB,考慮到至少有6dB 的裕量,EMI 濾波器的在150KHz 處的衰減應(yīng)大于39dB,我們?nèi)?0dB。二階濾波器的衰減特性是-40dB/10 倍頻,在圖1 中有兩個(gè)二階濾波器,衰減特性是-80dB/10 倍頻,則濾波器的轉(zhuǎn)折頻率應(yīng)在:47KHz 左右,考慮到其他因素的影響,濾波器的轉(zhuǎn)折頻率取為40KHz。
 
共模電容 C4、C5 取4700P(考慮到漏電流的問(wèn)題,不能取太大),則:C=C4+C5=9400P。
 
根據(jù)
 
 
計(jì)算得:L=1.7mH
 
在設(shè)計(jì)EMI 濾波器的時(shí)候,為了有效的抑制騷擾信號(hào)的目的,必須對(duì)濾波器兩端將要連接的源阻抗進(jìn)行合理的搭配,當(dāng)濾波器的輸出阻抗Zo 和負(fù)載阻抗RL 不相等時(shí),在這個(gè)端口會(huì)產(chǎn)生,反射系數(shù)ρ由下式來(lái)定義:
 
 
當(dāng) Zo 和RL 相差越大,端口產(chǎn)生的反射越大。
 
EMI 濾波器中的共模電感含有20%左右的差模電感,與X2 電容構(gòu)成差模濾波器,在上面的原理圖中,X2 電容C1、C2、C3 對(duì)傳導(dǎo)騷擾的低頻端影響比較大,主要原因是因?yàn)樵诘皖l段,騷擾的方式主要以差模的方式存在,增大C1、C2、C3,可以減小低頻段的騷擾電平,但取值一般不超過(guò)0.47~2.2μF,如果適當(dāng)增大電容,低頻段仍然超標(biāo),可以增加差模電感來(lái)解決。
 
2.2.2 其他方法
 
EMI 濾波器是采用切斷傳播途徑的方法來(lái)減小傳導(dǎo)發(fā)射的騷擾電平,另外我們也可以從發(fā)射的源來(lái)著手,減小發(fā)射源向外發(fā)射的電平。
 
1:如下圖2 所示:
 
 
圖2 中,在PFC 升壓電感上增加一個(gè)輔助繞組,該繞組的匝數(shù)與主繞組相同,方向與主繞組相反,C7 是開(kāi)關(guān)管與散熱器之間的耦合電容,如圖所示增加一個(gè)與C7 容量大致相同的一個(gè)電容接到散熱器與輔助繞組之間,這樣C7、C8 耦合到散熱器的騷擾信號(hào)幅度相同,方向相反,兩個(gè)信號(hào)剛好可以相互抵消,大大減小向外發(fā)射的騷擾電平。
 
2:如下圖3 所示:
 
 
在圖3 中,增加一個(gè)高頻電容C8,接在開(kāi)關(guān)管散熱器與輸出地之間,該電容與散熱器的連接處離開(kāi)關(guān)管越近越好,該電容選用安規(guī)電容,容量在4700P 到0.01μf 之間,太大會(huì)使電源的漏電流超標(biāo),經(jīng)過(guò)電容C7 耦合到散熱器上的騷擾信號(hào)經(jīng)過(guò)C8 衰減,衰減的系數(shù)為
 
 
由于 C8 比C7 大許多,上式可以簡(jiǎn)化為:
 
 
可見(jiàn),假設(shè) C7 為30P,C8 為4700P,則向外發(fā)射的騷擾信號(hào)被衰減了157 倍,近45dB。
 
3 開(kāi)關(guān)電源的輻射騷擾
 
3.1 輻射騷擾的空間傳輸
 
1. 遠(yuǎn)場(chǎng)和近場(chǎng)
 
電磁能量以場(chǎng)的形式向四周傳播,就形成了輻射騷擾,場(chǎng)可以分為近場(chǎng)、和遠(yuǎn)場(chǎng),近場(chǎng)又稱為感應(yīng)場(chǎng),它的性質(zhì)與場(chǎng)源有密切的關(guān)系,如果場(chǎng)源是高電壓小電流的源,則近場(chǎng)主要是電場(chǎng),如果場(chǎng)源是低壓大電流,則場(chǎng)源主要是磁場(chǎng)。無(wú)論近場(chǎng)是磁場(chǎng)或是電場(chǎng),當(dāng)離場(chǎng)源的距離大于λ/2π時(shí),均變成遠(yuǎn)場(chǎng),又稱為輻射場(chǎng)。
由于開(kāi)關(guān)電源工作在高電壓,大電流的狀態(tài)下,近場(chǎng)即有電場(chǎng),又有磁場(chǎng)。
 
2. 騷擾的輻射方式
 
● 單點(diǎn)輻射,主要模擬各相同性的較小的輻射源,輻射的強(qiáng)度可表示為:
 
 
式中,P 表示發(fā)射的功率,r 表示離發(fā)射源的距離??梢?jiàn),單點(diǎn)輻射強(qiáng)度與距離成反比,與發(fā)射源的功率的平方根成正比。
 
● 平行雙線環(huán)路的輻射
 
主要模擬差模電流回路的輻射源,其輻射強(qiáng)度可以表示為:
 
 
式中 A 為差模電流所包圍的面積,I 是差模電流的大小,r 是離輻射源的距離,λ是波長(zhǎng)。可見(jiàn)差模輻射強(qiáng)度與差模電流的大小和差模電流所包圍的面積成正比,與距離成反比,與頻率的平方成正比。
 
因此應(yīng)在高頻噪聲源處加高頻去耦電容,以免高頻噪聲流入電源回路中。
 
● 單導(dǎo)線的輻射
 
單導(dǎo)線的輻射公式可以用來(lái)估算共模電流產(chǎn)生的輻射的大小:
 
 
式中,I 是共模電流的大小,r 是到共模電流源的距離, l 是導(dǎo)線的長(zhǎng)度,λ是波長(zhǎng)。
 
3. 共模電流輻射
 
兩根相近的導(dǎo)線,如果流過(guò)差模電流,則導(dǎo)線產(chǎn)生的電磁場(chǎng)由于方向相反,大小相等而相互抵消,但如果流過(guò)共模電流,時(shí)兩根導(dǎo)線產(chǎn)生的電磁場(chǎng)相互疊加。因此大小相同的共模電流所產(chǎn)生的空間輻射要比差模電流產(chǎn)生的空間輻射強(qiáng)度大的多,根據(jù)實(shí)驗(yàn),兩者的輻射強(qiáng)度相差上千倍。所以,開(kāi)關(guān)電源的輻射主要是由共模電流引起的。
 
● 共模電流輻射的基本模式
 
共模輻射有兩種驅(qū)動(dòng)模式,一種是電流驅(qū)動(dòng)模式,一種是電壓驅(qū)動(dòng)模式,在開(kāi)關(guān)電源中,起主要作用的主要是電壓驅(qū)動(dòng)模式。
 
● 產(chǎn)生共模輻射的條件
 
產(chǎn)生共模輻射的條件有兩個(gè),一是共模驅(qū)動(dòng)源,一個(gè)是共模天線。
 
任何兩個(gè)金屬體之間存在射頻電位差,就構(gòu)成一副不對(duì)稱振子天線,兩個(gè)金屬導(dǎo)體分
 
別是天線的兩個(gè)極,對(duì)于一個(gè)開(kāi)關(guān)電源來(lái)說(shuō),如下圖所示:
 
 
圖4 中C7 是開(kāi)關(guān)管和散熱器之間的耦合電容,散熱器和與開(kāi)關(guān)管D 極相連接的印制線為天線的兩個(gè)極,在分析時(shí)可以簡(jiǎn)化為下圖5:
 
 
圖中,Vs 為騷擾源,對(duì)圖4 來(lái)說(shuō),就是開(kāi)關(guān)管VT2 的D 極,L1、L2 相當(dāng)于天線的兩個(gè)極,一個(gè)極是與開(kāi)關(guān)管D 極相連的印制線,另外一個(gè)極是散熱器及與之相連的接地線,C是天線兩極之間的耦合電容,即圖4 中開(kāi)關(guān)管與散熱器之間的耦合電容。
共模輻射主要有天線上的共模電流的大小決定,因此,天線兩極 L1、L2 之間的耦合電容越大,輻射功率越大。
另外,當(dāng)天線的兩個(gè)極的總長(zhǎng)度大于λ/20時(shí),才能向外輻射能量,并且當(dāng)天線的長(zhǎng)度與騷擾源的波長(zhǎng)滿足下列條件時(shí),輻射能量才最大。
 
 
3.2 開(kāi)關(guān)電源的輻射源
 
要解決和減小開(kāi)關(guān)電源的電磁輻射,首先要了解開(kāi)關(guān)電源的輻射源在那兒。對(duì)于一個(gè)前級(jí)帶有PFC 功率因數(shù)矯正電路的開(kāi)關(guān)電源來(lái)說(shuō),輻射騷擾的源主要分布下面幾個(gè)地方(開(kāi)關(guān)電源中的輻射源例如驅(qū)動(dòng)等,相對(duì)于下面所列的要弱的多,所以可以不與考慮)。
 
1. PFC 開(kāi)關(guān)管
 
2. PFC 升壓二極管
 
3. DC/DC 開(kāi)關(guān)管
 
4. DC/DC 的整流管、續(xù)流管
 
5. PFC 升壓電感
 
6. DC/DC 變壓器
 
● PFC 開(kāi)關(guān)管和DC/DC 開(kāi)關(guān)管的輻射原理如上面所述,屬于電壓驅(qū)動(dòng)模式的驅(qū)動(dòng)源,升壓電感和變壓器屬于差模騷擾源,主要原因是漏感的存在,導(dǎo)致電磁能量泄露,向外發(fā)射電磁能量。
 
● PFC 升壓二極管和DC/DC 的整流二極管在反向截止時(shí),存在反向恢復(fù)電流,如下圖所示:
 
 
圖中所示的是實(shí)際測(cè)試的PFC 升壓二極管關(guān)斷瞬間的反向恢復(fù)電流(不加吸收的情況下),在圖4 中,該反向恢復(fù)電流主要通過(guò)C6、VD1、VT2 構(gòu)成回路,形成差模輻射,另外,由于由于引線電感的存在,很小一部分的電流會(huì)通過(guò)散熱器與開(kāi)關(guān)管VT2 之間的耦合電容C7 向外流,形成共模輻射。
 
DC/DC 的整流二極管和續(xù)流管的反向恢復(fù)電流會(huì)導(dǎo)致二極管的反向電壓出現(xiàn)很高的電壓尖峰,下圖 7 是正激電路的輸出濾波電路。
 
 
圖7 中,TI 是變壓器,VD1、VD2 分別是整流管和續(xù)流管,由于整流管、續(xù)流管在由導(dǎo)通轉(zhuǎn)向截止時(shí)有反向恢復(fù)電流,該反向恢復(fù)電流在VD1、VD2 兩端產(chǎn)生比較高的電壓峰值,由于快恢復(fù)二極管的反向恢復(fù)電流在幾十nS,所以峰值電壓的頻率較高,其基波頻率在幾十MHz,由于頻率很高,輻射能力很強(qiáng),下圖8 是整流管和續(xù)流管的電壓波形。
 
 
在上圖7 中,整流管、續(xù)流管固定在散熱器上,散熱器接大地,由于二極管的陰極與管殼的散熱板直接相連,管殼的散熱板與散熱器之間就形成了耦合電容,整流管、續(xù)流管在截止時(shí)產(chǎn)生的高壓尖峰就通過(guò)耦合電容流動(dòng),產(chǎn)生共模輻射,輸出線和地分別是天線的兩個(gè)極。
 
●開(kāi)關(guān)電源其他的輻射源如印制線與機(jī)殼之間分布電容引起的共模輻射、內(nèi)部電路工作時(shí)產(chǎn)生的差模輻射等,與前面的幾個(gè)輻射源相比要小得多。
 
3.3 輻射騷擾的解決措施
 
上面分析了輻射騷擾產(chǎn)生的原因和開(kāi)關(guān)電源的輻射源,再解決開(kāi)關(guān)電源的輻射問(wèn)題就比較容易了。
 
3.3.1 開(kāi)關(guān)管發(fā)射源引起的輻射發(fā)射
 
上面所介紹的輸入端口的傳導(dǎo)騷擾,是通過(guò)輸入線向外發(fā)射的,同時(shí),輸入線又是一個(gè)天線,共模電流在流過(guò)輸入線的時(shí)候,就會(huì)向空間發(fā)射電磁能量,產(chǎn)生輻射騷擾,因此對(duì)于上面解決傳導(dǎo)發(fā)射的措施,在減小了傳導(dǎo)發(fā)射的同時(shí),也大大減小了輸入端口的輻射發(fā)射。
 
對(duì)于輻射源 DC/DC 開(kāi)關(guān)管,也可以采取與PFC 開(kāi)關(guān)管的相同的措施,來(lái)減小驅(qū)動(dòng)源的電壓幅度,較小輻射發(fā)射的強(qiáng)度。
 
下面圖 9 是采取在PFC 開(kāi)關(guān)管散熱器對(duì)PFC 輸出地加電容與不加電容輻射強(qiáng)度的對(duì)比。
 
 
圖中,前面是加電容的,后面是不加電容的,從兩個(gè)圖中可以看出,在50MHZ 附近,輻射騷擾電平在加了電容以后降低了盡10DB,在120MHZ 到220MHZ 的頻率范圍內(nèi)也降低了10DB 左右。
 
3.3.2 DC/DC 整流管、續(xù)流管發(fā)射源
 
對(duì)于 DC/DC 整流管、續(xù)流管發(fā)射源,除了增加吸收,減小二極管兩端的峰值電壓、在二極管的管腳上套飽和磁環(huán)以減小反向恢復(fù)電流外,還可以采取以下措施。
 
1. 在整流管、續(xù)流管與散熱器的接觸點(diǎn)附近對(duì)輸出地接電容,如下圖 10 所示:
 
 
圖中C2 是二極管VD1 和VD2 與散熱器之間的耦合電容,容量一般在幾十PF,C3 是增加的電容,C3 要遠(yuǎn)大于C2,DC/DC 整流管、續(xù)流管上的電壓峰值經(jīng)過(guò)C2 與C3 的分壓,幅度大大降低,就可以大大減小向外的輻射。
2. 采用如下圖 11 所示的電路形式。
 
 
在上圖的電路形式中,將輸出濾波電感放在輸出的負(fù)端,VD1、VD2 的輸出直接接在輸出濾波電容的正端,這樣,整流管、續(xù)流管的陰極接固定電平,通過(guò)陰極連接的散熱面與散熱器之間的耦合電容向外流動(dòng)的共模電流就會(huì)大大減小,從而大大減小輸出端口的輻射電平。
 
3.3.3 機(jī)箱屏蔽
 
開(kāi)關(guān)電源的輻射除了上述的輻射源主要通過(guò)輸入輸出端口向外輻射以外,電源的控制電路、驅(qū)動(dòng)、輔助電源、變壓器、電感等直接向空間輻射電磁能量,因此需要采用機(jī)箱進(jìn)行屏蔽,機(jī)箱屏蔽要考慮機(jī)箱的材料、厚度和孔縫對(duì)屏蔽效能的影響。
 
1.吸收損耗
 
當(dāng)電磁波進(jìn)入金屬屏蔽體后會(huì)產(chǎn)生感應(yīng)電流,變?yōu)闊崮芏牡簦噪姶挪ㄟM(jìn)入金屬導(dǎo)體中以指數(shù)的方式很快衰減,傳輸距離很短。
 
我們將電磁波衰減到原來(lái) 1/e,即0.37 倍時(shí)的距離稱為集膚深度δ
 
集膚深度δ與材料的性能和頻率有關(guān),可用下面的公式表示:
 
 
公式中,μ是材料的磁導(dǎo)率,σ是材料的電導(dǎo)率。
 
2. 反射損耗
 
當(dāng)電磁波到達(dá)兩種介質(zhì)表面時(shí),因阻抗不匹配而發(fā)生反射,所引起的電磁波能量損耗稱為反射損耗。
 
輻射騷擾所測(cè)試的頻率范圍是 30MHz~1000MHz。如果單純的只考慮30MHz 以上的電磁屏蔽,薄薄一層的導(dǎo)體就可以達(dá)到很高的屏蔽效能,但對(duì)于頻率比較低的電場(chǎng)或磁場(chǎng),就要考慮屏蔽所使用的材料和厚度了。
 
3. 孔縫對(duì)屏蔽的影響
 
在實(shí)際的應(yīng)用當(dāng)中,機(jī)箱上總是存在有接線孔、通風(fēng)孔以及機(jī)箱各面之間的連接縫隙,如果機(jī)箱的孔縫尺寸不合理,將使屏蔽效能大大降低,一般來(lái)說(shuō),孔縫的尺寸應(yīng)小于十分之一到百分之一的波長(zhǎng),才能達(dá)到相應(yīng)的屏蔽效果。如果上限頻率按1000MHz 來(lái)考慮,孔縫的尺寸應(yīng)小于:3~0.3cm。由于開(kāi)關(guān)電源的電磁輻射頻率范圍一般在30MHz 到500MHz 之間,屏蔽的上限頻率可以按500MHz 來(lái)考慮。
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