傳統(tǒng)上，LDO穩(wěn)壓器通常被用于為那些噪聲敏感的設備供電。LDO穩(wěn)壓器能夠抑制系統(tǒng)電源中經(jīng)常出現(xiàn)的低頻噪聲，并且為ADC、PLL或RF收發(fā)器提供干凈的電源。但是LDO穩(wěn)壓器通常效率較低，尤其是在LDO穩(wěn)壓器必須將高于輸出電壓幾伏的電源軌降壓的那些系統(tǒng)中。在這種情況下，LDO穩(wěn)壓器通?？商峁?0%至50%的效率，而使用開關穩(wěn)壓器則可實現(xiàn)90%甚至更高的效率。

 

開關穩(wěn)壓器雖然比LDO穩(wěn)壓器效率更高，但它們的噪聲太大，無法在不顯著降低ADC或者PLL的性能的同時，直接為它們供電。開關穩(wěn)壓器的噪聲源之一是輸出紋波，它可能在ADC的輸出頻譜中表現(xiàn)為明顯的信號音或雜散。為避免降低信噪比(SNR)和無雜散動態(tài)范圍(SFDR)，最大程度地減少開關穩(wěn)壓器的輸出紋波和輸出噪聲非常重要。

 

為了同時保持高效率和高系統(tǒng)性能，通常需要在開關穩(wěn)壓器的輸出端增加一個次級LC濾波器（L2和C2），以減少紋波和抑制噪聲（如圖1所示）。然而，二級LC輸出濾波器也具有相應的缺點。理想情況下，功率級傳輸函數(shù)的建模為四階系統(tǒng)，很不穩(wěn)定。如果再考慮電流環(huán)路1的采樣數(shù)據(jù)效應，則完整的控制至輸出的傳遞函數(shù)為五階系統(tǒng)。另一種替代解決方案是檢測初級LC濾波器（L1和C1）點的輸出電壓來穩(wěn)定系統(tǒng)。然而，當負載電流很大時，由于次級LC濾波器上的壓降很大，應用這種方法會導致輸出電壓調(diào)節(jié)性能較差，這在某些應用中令人無法接受。

 

本文提出了一種新的混合反饋方法，能夠在應用中采用帶有次級LC濾波器的開關穩(wěn)壓器為ADC、PLL或RF收發(fā)器提供高效率、高性能的電源，同時在所有負載條件下提供足夠的穩(wěn)定性裕量并保持輸出精度。

 

有些已經(jīng)發(fā)表的關于帶有次級LC輸出濾波器的DC-DC轉(zhuǎn)換器的研究性文章，具體而言，"帶有低電壓/高電流輸出的二級DC-DC轉(zhuǎn)換器的控制環(huán)路設計" 和 "帶有二級LC輸出濾波器的高帶寬交流電源的多環(huán)路控制方案的比較評估" 這兩篇文章討論了二級電壓模式轉(zhuǎn)換器的建模和控制（該轉(zhuǎn)換器不能直接應用于電流模式轉(zhuǎn)換器）。文章"用于電流模式控制轉(zhuǎn)換器的次級LC濾波器分析和設計技術(shù)" 和 "用于多模塊轉(zhuǎn)換器系統(tǒng)的三環(huán)路控制"討論了帶有次級LC濾波器的電流模式轉(zhuǎn)換器的分析和建模。不過，這兩篇文章都假設次級電感的電感值比初級電感小得多，這在實際應用中并不總是合適。

 

圖1. 帶有次級LC濾波器的電流模式降壓轉(zhuǎn)換器的電路圖。

 

分析了具有次級LC濾波器的降壓轉(zhuǎn)換器的小信號建模。提出了一個新的五階控制至輸出的傳遞函數(shù)，無論外圍電感和電容參數(shù)如何，都非常精確。

 

提出了一種新的混合反饋方法，可在提供足夠的穩(wěn)定性裕量的同時保持輸出電壓良好的直流精度。首次分析了反饋參數(shù)的限值，為實際設計提供了基本依據(jù)。

 

基于功率級小信號模型和新的混合反饋方法，設計了補償網(wǎng)絡。利用奈奎斯特圖評估了閉環(huán)傳遞函數(shù)的穩(wěn)定性。

 

提供了一個基于電源管理產(chǎn)品ADP5014的簡單設計實例。借助次級LC濾波器，ADP5014在高頻范圍內(nèi)的輸出噪聲性能甚至優(yōu)于LDO穩(wěn)壓器。

 

功率級小信號建模

 

圖2顯示了對應于圖1的小信號框圖?？刂骗h(huán)路由內(nèi)部電流環(huán)路和外部電壓環(huán)路組成。電流環(huán)路中的采樣數(shù)據(jù)系數(shù)He(s)是指RaymondB. Ridley在"用于電流模式控制的新型連續(xù)時間模型"中提出的模型。請注意，在圖2所示的簡化小信號框圖中，假設輸入電壓干擾和負載電流干擾為零，因為本文不討論與輸入電壓和負載電流相關的傳遞函數(shù)。

 

圖2. 帶有次級LC濾波器的電流模式降壓轉(zhuǎn)換器的小信號框圖。

 

降壓轉(zhuǎn)換器示例

 

使用電流模式降壓轉(zhuǎn)換器所演示的新的小信號模型具有以下參數(shù)：

 

● Vg = 5 V

● Vo = 2 V

● L1 = 0.8 μH

● L2 = 0.22 μH

● C1 = 47 μF

● C2 = 3× 47 μF

● RESR1 = 2 mΩ

● RESR2 = 2 mΩ

● RL = 1 Ω

● Ri = 0.1 Ω

● Ts = 0.833 μs

 

電流環(huán)路增益

 

我們關心的第一個傳遞函數(shù)是在占空比調(diào)制器的輸出點測得的電流環(huán)路增益。由此產(chǎn)生的電流環(huán)路傳遞函數(shù)（見附錄I中的公式16）表現(xiàn)為具有兩對復數(shù)共軛極點的四階系統(tǒng)，該系統(tǒng)產(chǎn)生兩個系統(tǒng)諧振頻率（ω1和ω2）。這兩個諧振頻率均由L1、L2、C1和C2決定。負載電阻RL以及C1和C2產(chǎn)生主零點。一對復數(shù)共軛零點(ω3)由L2、C1和C2決定。此外，電流環(huán)路中的采樣數(shù)據(jù)系數(shù)He(s)將在開關頻率的1/2處引入一對復數(shù)的右半平面(RHP)零點。

 

與不帶次級LC濾波器的傳統(tǒng)電流模式降壓轉(zhuǎn)換器相比，新的電流環(huán)路增益增加了一對復數(shù)共軛極點和一對復數(shù)共軛零點，并且它們彼此的位置非常接近。

 

圖3. 降壓轉(zhuǎn)換器電流環(huán)路增益。

 

圖3顯示了具有不同外部斜坡值的電流環(huán)路增益圖。對于沒有外部斜率補償(Mc=1)的情況，可以看出電流環(huán)路中的相位裕量非常小，這可能導致次諧波振蕩。通過增加外部斜率補償，增益和相位曲線的形狀不會改變，但增益的幅度將減小，相位裕量將增加。

 

控制至輸出增益

 

當電流環(huán)路閉合時，會產(chǎn)生一個新的控制至輸出的傳遞函數(shù)。由此產(chǎn)生的控制至輸出的傳遞函數(shù)（見附錄I中的公式19）表現(xiàn)為具有一個主極點(ωp)和兩對復數(shù)共軛極點（ωl和ωh）的五階系統(tǒng)。主極點主要取決于負載電阻RL、C1,和C2。頻率較低的一對共軛極點由L2、C1和C2確定，而頻率較高的一對共軛極點位于開關頻率的1/2處。此外，C1的ESR和C2的ESR分別影響兩個零點。

 

圖4顯示了具有不同外部斜坡值的控制至輸出的環(huán)路增益圖。與傳統(tǒng)的電流模式降壓轉(zhuǎn)換器相比，在帶有次級LC濾波器的電流模式降壓轉(zhuǎn)換器的控制至輸出的增益中增加了一對復數(shù)共軛極點(ωl)。額外的諧振極點可以提供最大可達180°的額外的相位延遲。相位裕量將急劇下降，即便使用III型補償系統(tǒng)也會很不穩(wěn)定。此外，圖4清楚地顯示了隨著斜率補償?shù)脑黾?，從電流模式控制到電壓模式控制的轉(zhuǎn)換。

 

圖4. 降壓轉(zhuǎn)換器的控制至輸出的傳遞函數(shù)

 

混合反饋方法

 

本文將介紹一種新的混合反饋結(jié)構(gòu)，如圖5(a)所示。混合反饋的構(gòu)思是通過利用來自初級LC濾波器的附加電容反饋來穩(wěn)定控制環(huán)路。從輸出端經(jīng)過電阻分壓器的外部電壓反饋定義為遠程電壓反饋，而經(jīng)過電容器CF的內(nèi)部電壓反饋將在下文中定義為本地電壓反饋。遠程反饋和本地反饋在頻域上承載不同的信息。具體而言，遠程反饋檢測低頻信號以便提供良好的直流輸出調(diào)節(jié)，而本地反饋檢測高頻信號以便為系統(tǒng)提供良好的交流穩(wěn)定性。圖5(b)顯示了對應于圖5(a)的簡化小信號框圖。

 

圖5. 使用所提出的混合反饋方法的電流模式降壓轉(zhuǎn)換器，圖(a)所示為電路圖，圖(b)所示為小信號模型。

 

反饋網(wǎng)絡的傳遞函數(shù)

 

由此產(chǎn)生的混合反饋結(jié)構(gòu)的等效傳遞函數(shù)（見附錄II中的公式31和公式32）與傳統(tǒng)電阻分壓器反饋的傳遞函數(shù)明顯不同。新的混合反饋的傳遞函數(shù)零點比極點更多，并且額外的零點將在由L2和C2確定的諧振頻率處產(chǎn)生180°的相位提前。因此，利用混合反饋方法，控制至輸出的傳遞函數(shù)中的附加相位延遲將通過反饋傳遞函數(shù)中的附加零點進行補償，這可以實現(xiàn)基于整個控制至反饋的傳遞函數(shù)的補償設計。

 

反饋參數(shù)的限值

 

除了功率級中的那些參數(shù)之外，反饋傳遞函數(shù)中還包含兩個參數(shù)。眾所周知，參數(shù)β(見附錄II中的公式30)是輸出電壓放大率。而參數(shù)α則是一個全新的概念。

 

可以調(diào)整反饋參數(shù)α(參見附錄II中的公式29)來理解反饋傳遞函數(shù)的行為。圖6顯示了當α減小時反饋傳遞中零點的變化趨勢。該圖清楚地表明，隨著α逐漸減小，一對共軛零點將從左半平面(LHP)向RHP推進。

 

圖6. 反饋參數(shù)α對反饋網(wǎng)絡零點的影響。

 

圖7是具有不同α值的反饋傳遞函數(shù)的曲線圖。它表明當α減小至10-6時(例如：RA=10k，CF=1nF)，反饋網(wǎng)絡的傳遞函數(shù)將表現(xiàn)為180°的相位延遲，這意味著復數(shù)零點已成為RHP零點。反饋傳遞函數(shù)已簡化為新形式(參見附錄II中的公式33)。要將零點保持在LHP中，參數(shù)α應始終滿足以下條件：

 

 

公式1給出了反饋參數(shù)α的最小限值基準。只要滿足這一條件，控制系統(tǒng)就很容易保持穩(wěn)定。但是，由于RA和CF在負載瞬態(tài)跳變期間將作為輸出電壓變化的RC濾波器工作，因此負載瞬態(tài)性能將因很大的α值而降低。所以α值不應該太大。在實際設計中，建議參數(shù)α比最小限值大20%到30%左右。

 

圖7. 具有不同參數(shù)α的混合反饋網(wǎng)絡的傳遞函數(shù)。

 

環(huán)路補償設計

 

設計補償

 

控制至反饋的傳遞函數(shù)GP(s)可以通過控制至輸出的傳遞函數(shù)Gvc(s)和反饋傳遞函數(shù)GFB(s)的乘積導出。補償傳遞函數(shù)GC(s)設計為具有一個零點和一個極點?？刂浦练答伒膫鬟f函數(shù)和補償傳遞函數(shù)以及閉環(huán)傳遞函數(shù)TV(s)的漸近波特圖如圖8所示。以下步驟說明了如何設計補償傳遞函數(shù)。

 

● 確定穿越頻率(fc)。由于帶寬受fz1限制，建議選擇小于fz1的fc

● 在fc處計算GP(s)的增益，而GC(s)的中頻帶增益應為GP(s)的相反數(shù)

● 將補償零點置于功率級的主極點(fp1)處

● 將補償極點置于由輸出電容C1的ESR產(chǎn)生的零點(fz2)處。

 

圖8. 基于所提出的控制至輸出和混合反饋的傳遞函數(shù)的環(huán)路增益設計。

 

使用奈奎斯特圖分析穩(wěn)定性

 

根據(jù)圖8，閉環(huán)傳遞函數(shù)TV(s)已經(jīng)三次經(jīng)過0dB點。奈奎斯特圖用于分析閉環(huán)傳遞函數(shù)的穩(wěn)定性，如圖9所示。由于曲線圖遠離(–1,j0)，閉環(huán)穩(wěn)定并具有足夠的相位裕量。請注意，奈奎斯特圖中的點A、B和C對應于波特圖中的點A、B和C

 

圖9. 閉環(huán)傳遞函數(shù)的奈奎斯特圖。

 

設計示例

 

ADP5014對許多模擬模塊進行了優(yōu)化，可在低頻范圍內(nèi)實現(xiàn)更低的輸出噪聲。當VOUT設置為小于VREF電壓時，單位增益電壓基準結(jié)構(gòu)也可使輸出噪聲與輸出電壓設置無關。設計中又增加了一個次級LC濾波器，從而可以衰減高頻范圍的輸出噪聲，特別是對于基波下的開關紋波及其諧波。圖10顯示了設計詳情。

 

圖10. 由帶有次級LC濾波器的ADP5014供電的RF收發(fā)器。

 

圖11顯示了ADP5014在10Hz至10MHz頻率范圍內(nèi)的噪聲譜密度測量結(jié)果，以及10Hz至1MHz頻率范圍內(nèi)的積分有效值噪聲，與之作比較的ADP1740則是另一款傳統(tǒng)的2A低噪聲LDO穩(wěn)壓器。ADP5014在高頻范圍內(nèi)的輸出噪聲性能甚至優(yōu)于ADP1740。

 

圖11. ADP5014與ADP1740的輸出噪聲性能比較，圖(a)所示為噪聲譜密度，圖(b)所示為積分有效值噪聲。

 

結(jié)論

 

本文介紹了用于建模和控制帶有次級LC輸出濾波器的電流模式降壓轉(zhuǎn)換器的通用分析框架，討論了精確的控制到輸出的傳遞函數(shù)，提出了一種新的混合反饋結(jié)構(gòu)，并對反饋參數(shù)限值進行了推導。設計示例表明，帶有次級LC濾波器和混合反饋方法的開關穩(wěn)壓器可以提供干凈、穩(wěn)定的電源，性能堪比LDO穩(wěn)壓器，甚至更好。本文中的建模和控制主要關注電流模式降壓轉(zhuǎn)換器，但此處描述的方法也適用于電壓模式降壓轉(zhuǎn)換器。

 

 

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