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25kW SiC直流快充設(shè)計(jì)指南(第六部分):用于電源模塊的柵極驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)

發(fā)布時(shí)間:2022-06-15 來源:安森美 責(zé)任編輯:wenwei

【導(dǎo)讀】在本系列文章的第一至第五部分[1-5]中,我們從硬件角度和控制策略上廣泛介紹了25 kW電動(dòng)汽車充電樁的開發(fā)。圖1代表到目前為止所討論的系統(tǒng)。


在第六部分中,我們將注意力轉(zhuǎn)向驅(qū)動(dòng)SiC MOSFET所需的柵極驅(qū)動(dòng)電路。由于這些晶體管更加高效和可靠,它們?cè)诠β拾雽?dǎo)體市場(chǎng)中迅速普及。隨著市場(chǎng)上的器件越來越多,設(shè)計(jì)人員必須了解SiC MOSFET與硅(Si)IGBT和硅超結(jié)型(SJ)MOSFET之間的共性和差異,以便用戶充分利用每種器件。


本文的基礎(chǔ)是使用安森美(onsemi)新型SiC模塊構(gòu)建25 kW快速電動(dòng)汽車充電樁獲得的經(jīng)驗(yàn)。這些模塊使用安森美的M1 1200-V SiC MOSFET。我們將了解如何在大功率應(yīng)用中設(shè)計(jì)和調(diào)整耦合柵極驅(qū)動(dòng)器和SiC MOSFET的組合。


在此設(shè)計(jì)中,我們將使用安森美的IGBT電流隔離柵極驅(qū)動(dòng)器作為起點(diǎn),并介紹使用新的專用SiC電流隔離柵極驅(qū)動(dòng)器進(jìn)行的改進(jìn)。本文介紹的所有柵極驅(qū)動(dòng)器系列都采用相同的隔離技術(shù)和輸出級(jí)技術(shù)。


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圖1.25 kW電動(dòng)汽車直流充電樁的高級(jí)框圖


柵極驅(qū)動(dòng)需求:SiC MOSFET、硅IGBT與SJ MOSFET


對(duì)于IGBT和MOSFET(硅和碳化硅),必須對(duì)柵極充電才能導(dǎo)通器件,必須對(duì)柵極放電才能關(guān)斷器件。對(duì)于這兩種情況來說,電流在某種程度上通用,如圖2所示。


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圖2.柵極驅(qū)動(dòng)電路導(dǎo)通(a)和關(guān)斷(b)時(shí)的電流路徑分別顯示為綠色和紅色箭頭


但是,這三種器件(IGBT、硅SJ MOSFET和SiC MOSFET)的柵極電壓范圍不同。對(duì)于IGBT,導(dǎo)通電壓約為15 V,關(guān)斷電壓通常約為-8 V。對(duì)于SJ MOSFET,導(dǎo)通電壓約為10 V,關(guān)斷電壓通常為0 V。對(duì)于SiC MOSFET,當(dāng)柵極電壓增加時(shí),RDS(ON)減小,因此可施加最大柵極電壓以實(shí)現(xiàn)最大效率。因此,柵極導(dǎo)通電壓可以在15 V到20 V之間變化,具體取決于技術(shù)或產(chǎn)品代次。


導(dǎo)通電壓低于15 V時(shí),SiC MOSFET曲線斜率為負(fù),因此器件很難并聯(lián)。關(guān)斷電壓可以從0 V降低到-5 V。安森美SiC MOSFET可以采用0 V、-3 V或 -5 V阻斷,具體取決于柵極驅(qū)動(dòng)器電路的效率和復(fù)雜性之間的折衷,有時(shí)候也取決于使用第幾代SiC MOSFET。柵極電壓(或?qū)妷?的范圍直接影響柵極驅(qū)動(dòng)器所需的欠壓鎖定(UVLO)。


作為第一種方法,IGBT柵極驅(qū)動(dòng)器輸出電壓范圍更類似于SiC MOSFET的需求,而不是SJ MOSFET的需求。首先,強(qiáng)烈建議在開關(guān)應(yīng)用中使用帶SiC MOSFET(如 IGBT)的負(fù)偏壓柵極驅(qū)動(dòng),以便在高di/dt和dV/dt開關(guān)期間,減少由非理想PCB布局引入的寄生電感而導(dǎo)致的功率晶體管柵極-源極驅(qū)動(dòng)電壓的振鈴。


此外,由于我們的SiC MOSFET的閾值電壓約為1.5 V,負(fù)電壓阻斷為噪聲(由dV/dt和di/dt引起)在關(guān)斷狀態(tài)下產(chǎn)生不必要的導(dǎo)通提供了更大的容限。


其次,負(fù)電壓阻斷使關(guān)斷狀態(tài)下的漏電流更低。因此,靜態(tài)損耗會(huì)更低。最后,負(fù)電壓阻斷比零電壓阻斷的導(dǎo)通和關(guān)斷時(shí)間更快或更短。


為了獲得快速導(dǎo)通和關(guān)斷,或在漏極/集電極電壓瞬變期間保持輸出穩(wěn)定,輸出驅(qū)動(dòng)器級(jí)需要非常低的輸出阻抗。驅(qū)動(dòng)電流的最大值取決于應(yīng)用的額定功率,所有類型的器件在這一點(diǎn)上都相似。


為柵極充電所需的最大電流取決于


●    所需的柵極電荷量

●    拓?fù)?硬開關(guān)或軟開關(guān),即ZVS)

●    通過(外部加內(nèi)部)柵極電阻限制EMI所需的最大 dV/dt


即使(外部加內(nèi)部)柵極電阻限制了應(yīng)用中的電流值,驅(qū)動(dòng)器能夠提供和吸收的電流也應(yīng)高于所需最大電流。這將有助于提供安全裕量,在最高工作溫度下保持所需的最大電流,并防止驅(qū)動(dòng)器因自發(fā)熱而降低電流能力。


由于SiC MOSFET與IGBT或SJ MOSFET相比,導(dǎo)通和關(guān)斷速度顯著提高,SiC器件可以在比硅器件高得多的開關(guān)頻率下工作。因此,在半橋配置中,開關(guān)節(jié)點(diǎn)電壓的變化速率非???。使用SiC MOSFET可以實(shí)現(xiàn)高達(dá)100 V/ns的dV/dt。驅(qū)動(dòng)器應(yīng)該能夠提供和吸收由米勒電容器(或漏極/集電極和柵極之間的電容)施加到柵極的dV/dt感應(yīng)的所需電流。在此dV/dt瞬態(tài)期間,柵極驅(qū)動(dòng)器輸出信號(hào)應(yīng)始終設(shè)定在輸入信號(hào)給定的值。


為了補(bǔ)充吸收吸收電流能力或加強(qiáng)米勒效應(yīng)電流吸收,可以使用柵極箝位。該箝位將以非常低的阻抗加固阻斷電壓,并繞過阻斷或關(guān)斷柵極電阻。箝位作用時(shí)間從關(guān)斷之后一直到導(dǎo)通的早期開始時(shí)為止。該技術(shù)適用于驅(qū)動(dòng)大米勒電容器件時(shí)所需功率非常高的情況。我們的25 kW電動(dòng)汽車充電樁應(yīng)用就是這樣一個(gè)案例。


此外,在隔離驅(qū)動(dòng)器或浮動(dòng)驅(qū)動(dòng)器情況下,SiC器件驅(qū)動(dòng)器的驅(qū)動(dòng)器輸入級(jí)和輸出級(jí)之間的共模瞬態(tài)抗擾度(CMTI)應(yīng)強(qiáng)于硅器件驅(qū)動(dòng)器。施加的柵極驅(qū)動(dòng)電壓應(yīng)保持穩(wěn)定。


總而言之,對(duì)于所有類型的開關(guān),在開關(guān)節(jié)點(diǎn)、漏極/集電極或驅(qū)動(dòng)器輸入級(jí)和輸出級(jí)之間dV/dt期間,驅(qū)動(dòng)器輸出端不應(yīng)出現(xiàn)毛刺。但是,由于SiC MOSFET的速度更快,因此SiC MOSFET驅(qū)動(dòng)器在這些要求(更高的CMTI和dV/dt抗擾度、更高的額定電流和更低的輸出阻抗)方面會(huì)更嚴(yán)格。


由于我們采用的半橋架構(gòu)開關(guān)速度很快,因此時(shí)序是一個(gè)重要的關(guān)注點(diǎn)。當(dāng)器件在半橋中工作時(shí),需要考慮兩個(gè)時(shí)序參數(shù):從輸入到輸出的傳播延遲以及兩個(gè)驅(qū)動(dòng)器或兩個(gè)輸出之間的延遲失配。


對(duì)于SiC,由于開關(guān)頻率有可能高于100 kHz,因此傳播延遲會(huì)影響占空比精度。失配會(huì)影響兩次開關(guān)之間的死區(qū)時(shí)間。對(duì)于SiC驅(qū)動(dòng)器,低于50 ns的傳播延遲和低于10 ns的延遲失配較為合適。


對(duì)于高速應(yīng)用,可使用硅或SJ MOSFET柵極驅(qū)動(dòng)器驅(qū)動(dòng)SiC MOSFET,它們通常比IGBT驅(qū)動(dòng)器更快。但是,這些驅(qū)動(dòng)器可能無法提供所需的輸出電壓范圍。這些驅(qū)動(dòng)器的導(dǎo)通電壓(或輸出電壓擺幅)通常受限為15 V。這對(duì)于SiC MOSFET來說太低了。此外,大多數(shù)硅MOSFET驅(qū)動(dòng)器不支持負(fù)電壓阻斷。


25 kW應(yīng)用的具體要求


上升/下降時(shí)間和源/汲電流要求


由于需要控制EMI,我們將限制dV/dt,但也不能過多,這樣才能縮短死區(qū)時(shí)間(或加快導(dǎo)通/關(guān)斷時(shí)間)并實(shí)現(xiàn)高效率。如AND90103/D[6]中所述,其柵極電阻的范圍為2至5 Ω,SiC MOSFET的dV/dt范圍可達(dá)20至40 V/ns。因此,選擇柵極電阻時(shí)已考慮了這個(gè)范圍。通過評(píng)估導(dǎo)通/關(guān)斷時(shí)間期間的dV/dt,利用SPICE仿真對(duì)柵極電阻值的選擇進(jìn)行了調(diào)整和驗(yàn)證。


電氣隔離


在硬件開發(fā)過程中,我們遵照IEC-61851標(biāo)準(zhǔn),該標(biāo)準(zhǔn)要求遵守IEC-60664-1規(guī)則。我們假設(shè)工作電壓接近最大值1000 V。NCD57000[7] 柵極驅(qū)動(dòng)器是一個(gè)不錯(cuò)的選擇。該驅(qū)動(dòng)器的電介質(zhì)強(qiáng)度隔離電壓超過5 kVrms,工作電壓VIORM能力超過1200 V,符合UL 1577標(biāo)準(zhǔn)。寬體8毫米爬電距離有助于滿足爬電距離/電氣間隙要求。


特性和保護(hù)


以下柵極驅(qū)動(dòng)器特性提高了SiC MOSFET電源實(shí)現(xiàn)的穩(wěn)健性,提高了應(yīng)用的效率和可靠性。這些主要特性包括:


●    共模瞬態(tài)抗擾度是SiC應(yīng)用的關(guān)鍵參數(shù)。NCD57000 可提供100 kV/μs的抗擾度

●    有源米勒箝位

●    DESAT保護(hù)

●    DESAT下的軟關(guān)斷


NCD57000 IGBT驅(qū)動(dòng)器集成了所有這些特性。它還包括負(fù)驅(qū)動(dòng)或負(fù)關(guān)斷電壓。


SiC MOSFET的柵極驅(qū)動(dòng)器電源


使用SECO-LVDCDC3064-SIC-GEVB[8]隔離電源作為SiC驅(qū)動(dòng)電路的電源,可提供所需的-5 V和20 V穩(wěn)定電壓軌,高效驅(qū)動(dòng)SiC晶體管。變壓器安全規(guī)范符合IEC 62368-1和IEC 61558-2-16標(biāo)準(zhǔn),具有4 kVac的電介質(zhì)絕緣特性。


SiC柵極驅(qū)動(dòng)器的實(shí)現(xiàn)


DESAT保護(hù)計(jì)算


按照AND9949/D[9]計(jì)算SiC晶體管的去飽和電流。使用14.3 kΩ的電阻將DESAT電流設(shè)置為在85至115 A范圍內(nèi)觸發(fā)(圖3)。在原型階段對(duì)DESAT電流進(jìn)行評(píng)估和微調(diào)。


已考慮了以下因素:


VTH = 9.0 V,RDS(ON) = 11 mΩ(100 A時(shí)),US1MFA,VF =309.5 mV(500 μA時(shí))(仿真)。


置于DESAT引腳上的22 pF電容可使消隱時(shí)間增加430 ns,以獲得880 ns的總消隱時(shí)間。數(shù)據(jù)手冊(cè)中給出的內(nèi)部濾波時(shí)間為320 ns,因此對(duì)去飽和事件的總反應(yīng)時(shí)間等于1.2 μs。加上關(guān)斷SiC晶體管所需的時(shí)間,DESAT動(dòng)作所需的總時(shí)間低于2.0 μs。


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圖3.柵極驅(qū)動(dòng)器NCD57000與DESAT功能元件(計(jì)算值)連接


通過仿真驗(yàn)證SiC MOSFET開關(guān)


PFC以及DC-DC功率級(jí)仿真模型包括一個(gè)柵極驅(qū)動(dòng)器模型,以評(píng)估柵極-源極電阻RG1 = 1.8 Ω和RG2 = 100 kΩ 的開關(guān)性能(參見圖4以了解RG1和RG2的定義或位置)。


在本例中,只有 RG1對(duì)SiC MOSFET柵極電容的放電起作用。PFC模型包含三個(gè)半橋SiC模塊以及柵極驅(qū)動(dòng)器。但是圖4中只顯示了一個(gè)半橋連接。SiC模塊SPICE模型參見本系列文章的第三部分[3]。


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圖4.PFC相A的功率級(jí)和柵極驅(qū)動(dòng)器模型


驅(qū)動(dòng)器級(jí)對(duì)系統(tǒng)性能影響顯著(對(duì)于基于SiC的系統(tǒng)來說更是如此)。因此,強(qiáng)烈建議將其納入仿真——至少在某種程度上。


挑戰(zhàn)之一是,現(xiàn)有的柵極驅(qū)動(dòng)器模型通常非常復(fù)雜,它們會(huì)減慢仿真速度,增加仿真運(yùn)行時(shí)間,因?yàn)樗鼈儼蓑?qū)動(dòng)器的所有特性(如UVLO、箝位和DESAT等)。一般來說,對(duì)于功率級(jí)仿真,更具體地說,對(duì)于本項(xiàng)目的目標(biāo),柵極驅(qū)動(dòng)器的簡(jiǎn)化模型就足夠了。我們構(gòu)建的模型只包括傳播延遲和輸出級(jí)特性或性能。


盡管在各種驅(qū)動(dòng)器的數(shù)據(jù)手冊(cè)中通常并未直接提供詳細(xì)的I-V特性,但對(duì)于某些給定點(diǎn),使用額定驅(qū)動(dòng)器輸出能力(吸收吸收電流IPK-SNK1和輸出電流IPK-SRC1峰值電流,具體請(qǐng)參見NCD57001數(shù)據(jù)手冊(cè)[10]),結(jié)合傳播延遲信息,即可得到輸出特性的近似值。該近似方法提高了仿真準(zhǔn)確性,同時(shí)仍能提供可接受的仿真時(shí)間。圖5顯示了基于數(shù)據(jù)手冊(cè)中的值創(chuàng)建的NCD57001柵極驅(qū)動(dòng)器SPICE模型。


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圖5.基于數(shù)據(jù)手冊(cè)值的NCD57001 SPICE簡(jiǎn)化模型


關(guān)轉(zhuǎn)換的仿真:導(dǎo)通和關(guān)斷


評(píng)估PFC級(jí)開關(guān)性能的關(guān)鍵參數(shù)之一是開關(guān)轉(zhuǎn)換速度(見圖6),換言之,即MOSFET的dV/dt。理論上,開關(guān)轉(zhuǎn)換速度越快,表現(xiàn)出的開關(guān)損耗越低,效率越高。


但是,開關(guān)速度還受其他因素的限制。例如,晶體管本身對(duì)如此高的梯度變化以及由快速轉(zhuǎn)換產(chǎn)生的EMI或其他共模(CM)噪聲的耐受能力。


布局本身以及寄生電感和寄生電容也對(duì)其增加了限制。


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圖6.PFC級(jí)MOSFET的導(dǎo)通波形


圖7在本模擬中給出的配置下,dV/dt值超過了66 V/ns,唯獨(dú)寬禁帶技術(shù)才能對(duì)應(yīng)這樣的高速開關(guān)。實(shí)際上,如此高的dV/dt仍然會(huì)有高風(fēng)險(xiǎn)(即使是SiC模塊),寄生電感產(chǎn)生的超高過壓尖峰可以輕易的超過器件的耐壓上限。


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圖7.低壓側(cè)相A SiC MOSFET導(dǎo)通速度是輸入電壓與電感和輸出電容值的函數(shù)


調(diào)整柵極電阻是最簡(jiǎn)單的方法來減少dV/dt。更大的柵極電阻值能減少開關(guān)速度,同時(shí)減少整體設(shè)計(jì)的風(fēng)險(xiǎn),但也會(huì)帶來缺點(diǎn),即少許的功率損失(因?yàn)殚_關(guān)速度沒有那么快)。


基于這項(xiàng)仿真的結(jié)論,我們決定做一個(gè)折中方案,換一顆阻值大一點(diǎn)的柵極電阻(1.8 Ω—>4.7 Ω)以確保MOS管導(dǎo)通時(shí)的dV/dt在25 V/ns左右。這將作為驗(yàn)證實(shí)際硬件板時(shí)的初始值。


按照類似方法處理關(guān)斷轉(zhuǎn)換。圖8和9顯示了這些仿真的結(jié)果。采用1.8 Ω柵極吸收電流電阻(與導(dǎo)通仿真中使用的值相同),關(guān)斷轉(zhuǎn)換速度也很快(高達(dá)40 V/ns)。在原型設(shè)計(jì)中,將吸收電流電阻值增加至3.3 Ω,以將關(guān)斷轉(zhuǎn)換調(diào)整到25 V/ns左右。


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圖8.低壓側(cè)相A SiC MOSFET關(guān)斷速度是輸入電壓與電感和輸出電容值的函數(shù)


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圖9.PFC級(jí)MOSFET的典型關(guān)斷波形


PCB布局和建議


為了消除或最小化PCB寄生效應(yīng),SiC驅(qū)動(dòng)電路布局在SiC電源設(shè)計(jì)中至關(guān)重要。良好布局安排的一些建議和示例如圖10和11所示。輸出電流、吸收電流和箝位走線(見圖10)應(yīng)盡可能短。通過VDD和VEE去耦電容閉合輸出/吸收電流路徑(如圖10所示)。它們必須盡可能靠近VDD和VEE柵極驅(qū)動(dòng)器引腳放置,如圖11所示。


電容值應(yīng)當(dāng)足夠大,以便在維持VDD和VEE電平的同時(shí),能夠饋送吸收電流和源電流峰值。這些去耦電容還應(yīng)該具有非常小的寄生效應(yīng),并且是高頻電容。


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圖10.SiC柵極驅(qū)動(dòng)電路PCB布局。箭頭分別以綠色、紅色和淺藍(lán)色顯示源電流、吸收電流和箝位電流路徑


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圖11.建議放置VEE和VDD去耦電容


SiC柵極驅(qū)動(dòng)的未來增強(qiáng)功能


以上討論的NCD570xx IGBT柵極驅(qū)動(dòng)器系列足以滿足SiC MOSFET柵極驅(qū)動(dòng)器在大功率應(yīng)用中的要求。然而,使用先進(jìn)的電流隔離變壓器版本,可以獲得更快的傳輸時(shí)間和更小的延遲失配。


結(jié)合這一改進(jìn),新款NCP5156x[11]柵極驅(qū)動(dòng)器系列也可用于驅(qū)動(dòng)SiC MOSFET。柵極電壓范圍已調(diào)整為符合每一代的SiC MOSFET柵極開/關(guān)電壓;并且已針對(duì)柵極電壓范圍的值調(diào)整了UVLO。


NCP5156x系列的主要特性包括36 ns(典型值)的傳播延遲。每個(gè)通道的最大延遲匹配時(shí)間為8 ns;輸出電源電壓范圍為6.5 V至30 V,支持5 V、8 V和17 V UVLO閾值電壓,CMTI >200 V/ns;從輸入到每個(gè)輸出的電隔離為5 kVrms(UL 1577額定值),輸出通道之間的峰值差分電壓為1200 V;用戶可編程死區(qū)時(shí)間和4.5 A/9 A源電流峰值和吸收電流峰值(圖12)。


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圖12.NCP51561框圖


當(dāng)輸出級(jí)只提供單個(gè)電源(或單極性)軌時(shí),下述原理圖利用齊納二極管,可獲得正負(fù)電源(或雙極性)電壓(見圖13)。


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圖13.在單端隔離偏置電源上使用齊納二極管的負(fù)偏壓


圖14顯示了在SiC MOSFET柵極驅(qū)動(dòng)應(yīng)用的NCP51561的單端隔離電源上,利用齊納二極管實(shí)現(xiàn)負(fù)偏壓的實(shí)驗(yàn)結(jié)果。該示例設(shè)計(jì)旨在通過使用20 V隔離電源,以器件源極為基準(zhǔn)電壓源,提供+15 V和-5.1 V的驅(qū)動(dòng)能力。


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圖14.在單端隔離電源上使用齊納二極管實(shí)現(xiàn)負(fù)偏壓的實(shí)驗(yàn)波形(其中,CH1:輸入[2 V/div],CH2:輸出[5 V/div])


由于NCP5156x IC為集成米勒箝位電路,因此更推薦將其用于低功率SiC MOSFET應(yīng)用。對(duì)于數(shù)十千瓦級(jí)以上的功率,推薦使用本文所示的米勒箝位。為此,我們將推出具有擴(kuò)展柵極電壓范圍的新器件NCD57100和NCD57101(分別與NCD57000和NCD57001引腳兼容)。


這種新的擴(kuò)展柵極電壓范圍更適合驅(qū)動(dòng)SiC MOSFET。在新器件NCD571xx中,該范圍最高可達(dá)36 V,而在本25 kW電動(dòng)汽車充電樁應(yīng)用中使用的NCD570xx則為25 V。


總結(jié)


本文詳細(xì)介紹了在25 kW功率應(yīng)用中針對(duì)SiC MOSFET設(shè)計(jì)和調(diào)整柵極驅(qū)動(dòng)器時(shí)必須考慮的因素。本文從現(xiàn)有的NCD57001 IGBT電隔離柵極驅(qū)動(dòng)器入手,進(jìn)而講解了在專用SiC電隔離柵極驅(qū)動(dòng)器中所做的改進(jìn),并介紹了用于驅(qū)動(dòng)SiC MOSFET的新器件系列NCP5156x和NCD571xx。


SiC MOSFET的速度比現(xiàn)有的硅MOSFET和IGBT快很多。因此,SiC MOSFET驅(qū)動(dòng)器需要更高的共模瞬態(tài)抗擾度和dV/dt抗擾度、更高的額定電流和更低的輸出阻抗。利用本文中提到的器件、技巧和竅門,設(shè)計(jì)人員可以實(shí)現(xiàn)其應(yīng)用所需的SiC MOSFET驅(qū)動(dòng)器的性能。


本系列文章共包含八個(gè)部分,接下來我們將陸續(xù)發(fā)布第七和第八部分。



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