【導(dǎo)讀】相較于傳統(tǒng)的硅（Si）器件，碳化硅（SiC）擁有諸多優(yōu)勢，涵蓋了廣泛的功率水平和應(yīng)用。憑借 SiC 器件更高的工作溫度、更快的開關(guān)速度、更高的功率密度和更高的電壓/電流能力，SiC 器件可輕松替換現(xiàn)有的基于 Si 的器件及系統(tǒng)。特別是當(dāng)其可提供行業(yè)標(biāo)準(zhǔn)尺寸時，如 WolfPACK 功率模塊系列產(chǎn)品。無論是想要升級系統(tǒng)或者新設(shè)計新，SiC 都能以最低的損耗提供最高的效率和可靠性。Wolfspeed SiC 產(chǎn)品組合包含支持所有功率范圍的器件。650 V 至 1,700 V 的分立器件可帶來靈活、低成本的多種解決方案，同時 壓接無基板設(shè)計的 WolfPACK 系列能夠滿足行業(yè)標(biāo)準(zhǔn)的中等范圍功率要求。設(shè)計人員可以在 WolfPACK 模塊和高功率模塊之間自由選擇，從而根據(jù)其應(yīng)用擴展功率，優(yōu)化功率密度、簡化設(shè)計、降低系統(tǒng)成本、提升可靠性。
#1 設(shè)計中采用并聯(lián)分立式 SiC MOSFET
若需要提高電流輸出能力，將功率 MOSFET并聯(lián)很常見，但有時會產(chǎn)生不容易解決的問題。一個重要的考慮事項是開啟閾值電壓（Vth）。當(dāng) MOSFET 的驅(qū)動特性與另一個有差異時，會出現(xiàn)電流不平衡，這會可能導(dǎo)致瞬態(tài)電流峰值和穩(wěn)態(tài)電流峰值升高。
例如，圖 1 顯示了兩個并聯(lián) MOSFET 的電流波形圖，其中一個 Vth 為 2 V，另一個 Vth 為 3 V。請注意看在開通和關(guān)斷時過沖的差異。還提供了一個表格，顯示了開關(guān)能量和損耗差異，其中，如果開啟閾值電壓存在 1 V 的差別，會導(dǎo)致兩個 MOSFET 與總功率損耗之間顯著差異。
圖 1：SiC MOSFET 在不同閾值電壓下的波形圖（左側(cè)）和表格（右側(cè)）
外部柵極電阻（通常在 1 Ω 到 10 Ω 之間）也應(yīng)該盡可能一致，避免出現(xiàn)時序問題。柵極電阻較低的 MOSFET 的開通時間更早，同時會產(chǎn)生較高的開啟瞬態(tài)電流。柵極電阻較高的 MOSFET 的關(guān)斷時間稍晚，在關(guān)斷時會產(chǎn)生更多的損耗。雖然具有單獨的柵極電阻有助于提高可調(diào)性和每個 MOSFET 的最佳性能，但重要的是要了解這些差異如何導(dǎo)致?lián)p耗和時序差異。
寄生電感也會帶來電流不平衡，尤其是寄生電感也不一致時（見圖 2）。這些電感是由于設(shè)計中的多種因素造成的，包括 PCB 布局、非平衡柵極驅(qū)動以及 MOSFET 本身的固有差異。并聯(lián)的三引腳 MOSFET 源極電感不平衡會在柵極驅(qū)動回路中造成循環(huán)電流，這會導(dǎo)致柵極驅(qū)動電壓存在差異。源極雜散電感較低的 MOSFET 的電流在開啟時會更快的上上升，并產(chǎn)生更多的開關(guān)能量。在關(guān)斷時會更快的下降，導(dǎo)致更高的 DC 和 RMS 值，以及更高的開關(guān)和總功率損耗。
圖 2：并聯(lián) MOSFET 寄生電感不一致造成的電流不平衡
除了損耗和時序差異外，源極上較大的雜散電感（加上較低的柵極電阻），這會導(dǎo)致柵極振蕩，使 MOSFET 進(jìn)入非常不安全的工作區(qū)域。
圖 3 顯示了兩個 MOSFET 在開通和關(guān)斷條件下的情況，其中一個 MOSFET 的源極電感為 2 nH，另一個為 10 nH。在本例中，共源極雜散電感較低的 MOSFET 的總開關(guān)損耗高了 19%，總功率損耗高了 18%。這是由于顯著的 di/dt 和開關(guān)能量的差異。增加 Rg 有助于能夠?qū)⒄袷幗档偷桨踩?，然而，不一定能夠解決能量損耗和時序不一致的問題。
圖 3：源極電感較低（藍(lán)色）和源極電感較高（紅色）的 MOSFET 在開啟時（左側(cè)）和關(guān)斷時（右側(cè)）的柵極振蕩
使用 60 kW DC/DC 升壓轉(zhuǎn)換器進(jìn)行實驗，該轉(zhuǎn)換器使用四通道并聯(lián)的 SiC MOSFET（Wolfspeed C3M0075120K，其 RDS(on) 通常為 75 mΩ）方案，以演示特定設(shè)計或拓?fù)湓趦深w并聯(lián) MOSFET 的硬件差別所產(chǎn)生的一些差異。在本例中，從 60 個樣本器件中挑選出閾值電壓最高和最低的兩個器件。事實證明，其中一個 MOSFET（Vth 為 2.666 V，RDS(on) 為 67.96 mΩ）承載的電流比另一個 MOSFET（Vth 為 3.006 V，RDS(on) 為 81.82 mΩ）多 5%。閾值電壓和導(dǎo)通電阻較低會在開通和關(guān)斷時導(dǎo)致更高的瞬態(tài)電流，并在時序產(chǎn)生差異，最終導(dǎo)致更大的功率損耗。
使用 120 W SEPIC LED 驅(qū)動電路進(jìn)行了另一項實驗，其使用兩個并聯(lián)的 MOSFET，發(fā)現(xiàn)在發(fā)出驅(qū)動過程中，MOSFET 一旦開始開關(guān)就會損壞。經(jīng)調(diào)查，發(fā)現(xiàn)PCB 布局在其中一個 MOSFET 源極出現(xiàn)了額外的寄生電感。這主要是因為柵極驅(qū)動回路和電源重疊，以及布局不對稱造成的。添加鐵氧體磁珠后，它會抑制振蕩并解決問題。圖 4 顯示了 PCB 和器件布局的一些最佳實踐，能夠防止寄生電感和敏感走線在長度上相等（并盡可能短）。
圖 4：并聯(lián) MOSFET 的 PCB 布局最佳實踐
對稱的 PCB 布局對于減少并聯(lián)開關(guān)的柵極回路中的循環(huán)電流非常重要，而將功率回路與柵極回路相分開，可減少源極雜散電感。同時，添加鐵氧體磁珠這樣的柵極抑制器件能夠避免柵極振蕩。建議使用一顆小的 Rg（用于降低開關(guān)損耗）并在柵極引腳處一顆額外的鐵氧體磁珠，以減少柵極電壓尖峰和振蕩，并避免對器件造成可能的損壞。此外，在柵極和源極間添加一顆外部陶瓷電容器也能夠減輕電壓振蕩現(xiàn)象。
圖 5 顯示了在柵極信號路徑上添加鐵氧體磁珠的原理圖，包含功率路徑，以及由于源極雜散電感帶來的感應(yīng)電壓 ( = Ls di/dt) 如何降低開關(guān)速度。在使用并聯(lián)分立式 MOSFET 擴展您的設(shè)計時，了解這些差異及它們?nèi)绾螌p耗和時間造成影響是十分重要的。
圖 5：柵極信號和功率路徑原理圖
#2 如何使用 Wolfspeed 功率模塊進(jìn)行擴展
Wolfspeed 功率模塊采用 SiC 技術(shù)，具備 SiC 分立式產(chǎn)品所具有的相同優(yōu)勢（開關(guān)頻率、效率、更低損耗），但還具有熱和功率密度優(yōu)勢所帶來的體積、重量和物料清單（BOM）成本等額外優(yōu)點。由于200 kW 有源前端（AFE）系統(tǒng)的磁性器件更小，散熱要求更低，開關(guān)頻率提高 3 倍，減少損耗達(dá) 40%，從而能夠?qū)o源器件物料清單成本減少高達(dá) 37%。WolfPACK 系列能夠為中等功率應(yīng)用提供可擴展的低成本方案，采用熟悉的行業(yè)標(biāo)準(zhǔn)壓接針腳、無基板封裝。此外，WolfPACK 封裝結(jié)構(gòu)允許靈活的配置，支持多種不同的功率水平。
其中一個示例是電動汽車雙向電池充電機，可以擴展至合適的功率級，包含三個組成部分（見圖 6）。第一部分是交錯式 AFE，能夠解決并聯(lián) MOSFET 和電流紋波最小化面臨的挑戰(zhàn)。這一部分的每臺設(shè)備（WolfPACK CCB021M12MF3）可以產(chǎn)生 25+ kW，可以根據(jù)情況進(jìn)行擴展。第二部分是串聯(lián)諧振轉(zhuǎn)換器，它通過 1:1 電氣隔離和簡單的控制方案提供高效率。其能夠?qū)p耗最小化，功率輸出達(dá) 55+ kW（使用 CAB011M12FM3），能夠為較高的功率系統(tǒng)實現(xiàn)可擴展性，僅需要調(diào)整二次側(cè)總線，實現(xiàn)自動均衡。最后一部分包含交錯雙向 DC/DC 轉(zhuǎn)換器。在此設(shè)計中，可以在電流略低于 0 A 的情況下使用臨導(dǎo)通模式控制，從而消除所有開通和二極管損耗，實現(xiàn)超過 99% 的效率。
圖 6：可擴展電動汽車雙向電池充電機示例
在考慮 XM3 系列這樣的高功率模塊時，需要根據(jù)開關(guān)頻率和最大電流選擇合適的模塊。例如，CAB450M12XM3 能夠為 15 kHz 以下應(yīng)用帶來最高的載流量/功率，而 CAB425M12XM3 適用于 15 kHz 以上的應(yīng)用。CAB400M12XM3 能夠為較低的電流系統(tǒng)和較高頻率的應(yīng)用帶來出色的成本和性能。
和其他配置一樣，需要將雜散電感最小化，從而最大化開關(guān)速度和效率。SiC 器件/模塊的實際布局對過沖有顯著影響，這是由于寄生電感會通過高 di/dt 而產(chǎn)生感應(yīng)電壓（疊加在總線電壓之上）。由于 SiC 能夠?qū)崿F(xiàn)更快的開關(guān)速度，其過沖要比 Si 高得多。所以，務(wù)必要遵循最佳布局建議，盡可能降低任何額外的寄生電感。
例如，直流匯流排應(yīng)包含層壓銅平面，而每個模塊和電容器之間的電感應(yīng)相等。同時還須具有較大的表面積，幫助散熱，同時更厚的走線，盡可能減少自身電感和重疊平面以增加磁通抵消。圖 7 顯示了條行設(shè)計（不推薦）和疊層設(shè)計（推薦）的最佳時間示意圖。
圖 7：條行設(shè)計（左側(cè)）和疊層設(shè)計（右側(cè)）
XM3 逆變器在同一模塊平臺內(nèi)提供功率可擴展性，并包含錯開的電源連接片，有助于實施簡單的疊層總線結(jié)構(gòu)。在散熱方面，雙面 Wieland Microcool CP4012D-XP 提供了針對 XM3 模塊進(jìn)行物理和散熱優(yōu)化的封裝。冷板能夠為全部六個模塊位置提供均衡的冷卻劑流量，每個的熱阻為 0.008 ?C/W，每個開關(guān)位置可以支持 750 W 的耗散功率。
圖 8 顯示了與 Wieland CP4012D 雙面冷卻板集成的六個 XM3 功率模塊（包含高密度引腳以實現(xiàn)最佳熱傳導(dǎo)）。該設(shè)計旨在實現(xiàn)簡單、緊湊的系統(tǒng)集成，是利用 XM3 功率模塊及出色熱管理性能的可擴展方案的理想示例。
圖 8：XM3 雙電源方案
對于有多個驅(qū)動器的配置，例如包含 XM3 模塊的雙電源方案，時序必須一致。建議每個模塊都有一個驅(qū)動器，以實現(xiàn)更高的驅(qū)動能力，同時也可自由控制時序。
另一個使用 XM3 功率模塊的示例是雙逆變器電源回路（如圖 9 所示）。這種設(shè)置包含定制的 DC 母線電容器，該電容器具有集成的層壓總線，適用于兩組電源模塊。其還包含專用的 DC 輸入端子、用于母線和電容器的 13 nH 低功率回路電感以及小于 20 nH 的總雜散電感，并且工作效率超過 98%。圖中所示的是雙逆變器系統(tǒng)，圖中還顯示了雙逆變器系統(tǒng)，該系統(tǒng)具輸出端子，具有可實現(xiàn)應(yīng)用靈活性的輸出端子和多相輸出，可用作雙逆變器或并聯(lián)以獲得更高的輸出電流。
圖 9：XM3 雙逆變器功率回路（左側(cè)）和雙逆變器系統(tǒng)（右側(cè)）
雙逆變器系統(tǒng)作為雙逆變器可提供每相 375 A 的電流，作為單逆變器提供每相 750 A 的電流。在與競爭技術(shù)（Si IGBT）相比時，輸出功率能力超過其 2 倍（配置為雙逆變器），整體功率密度高了 3.6 倍。
#3 結(jié)論
因此，功率模塊平臺（Wolfspeed WolfPACK 和 XM3 模塊）能夠為中高功率應(yīng)用帶來靈活、可擴展的解決方案。通過簡化布局和組裝最大限度提高了功率密度，同時借助交錯設(shè)計、功率級模塊化、簡單對稱的總線以及可輕松實現(xiàn)模塊并聯(lián)的時序可配柵極驅(qū)動器實現(xiàn)可擴展的系統(tǒng)/平臺。模塊化和分立式方案均能夠?qū)崿F(xiàn)功率可擴展，但重要的是要注意，對稱布局/設(shè)計、最小化雜散電感對于實現(xiàn)最佳效率、電流平衡和相同功率分配至關(guān)重要。
英文原稿，敬請訪問：
https://www.wolfspeed.com/knowledge-center/article/designing-for-scalability-in-high-power-applications/
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