【導(dǎo)讀】在本文中，我們?cè)O(shè)計(jì)實(shí)現(xiàn)了一種非常緊湊型的Doherty放大器，并將和基于相同輸入輸出匹配電路實(shí)現(xiàn)的平衡式AB類放大器做性能對(duì)比，最終我們?cè)O(shè)計(jì)實(shí)現(xiàn)了在輸出功率43dBm時(shí)，漏極效率43%，未校正鄰道泄漏比-33dBc，輸出信號(hào)的峰均比7.5dB。
本文描述了395MHz-455MHz Doherty放大器的一種緊湊型設(shè)計(jì)方法。在本文中，90度混合電橋被用作Doherty合成器，用來替代傳統(tǒng)的四分之一波長線來實(shí)現(xiàn)Doherty合成器，隨著應(yīng)用頻率的降低四分之一波長線將占用更大的布板面積，甚至有的時(shí)候無法實(shí)現(xiàn)。
早在1936年，W.H. Doherty首次提出了一種高效節(jié)能的放大器結(jié)構(gòu)[1]。由于效率高，結(jié)構(gòu)簡單并且不需要復(fù)雜的外圍電路，Doherty放大器獲得了非常廣泛的應(yīng)用。典型的Doherty放大器結(jié)構(gòu)框圖如圖1所示，由載波放大器，峰值放大器以及Doherty合成器組成。傳統(tǒng)的Doherty合成器會(huì)隨著頻率的降低占用更大的PCB板面積，甚至有的時(shí)候體積龐大到無法實(shí)現(xiàn)布板。如果采用傳統(tǒng)設(shè)計(jì)方法，在RO4350B 20mil基材上設(shè)計(jì)實(shí)現(xiàn)395MHz-455MHz的Doherty合成器，合成器中的每條四分之一波長線長度將超過100mm，這就意味著需要更大的PCB板面積，從而增加了產(chǎn)品的成本。
圖1、Doherty放大器的結(jié)構(gòu)框圖
在本文中，基于90度混合電橋，我們?cè)O(shè)計(jì)并實(shí)現(xiàn)了一種非常緊湊型的Doherty高效放大器，其中載波放大器和峰值放大器采用飛思卡爾的功率放大器MRFE6S9045N。為了更好的理解本設(shè)計(jì)，我們將分析傳統(tǒng)Doherty放大器的工作原理，并將與本設(shè)計(jì)的工作原理作對(duì)比。
1、設(shè)計(jì)方法
本文中的90度混合電橋采用ANAREN公司的11303-3。90度混合電橋其等效的分支線耦合器的電路圖如圖2所示。盡管90度混合電橋和分支線耦合器具有相同的功能，但是就395MHz-455MHz頻率而言，實(shí)現(xiàn)體積相差甚遠(yuǎn)，11303-3器件的封裝面積為16mm*12mm，如果在RO4350B 20mil厚基材上設(shè)計(jì)395MHz-455MHz分支線耦合器，其占用的布板面積約為100mm*100mm。運(yùn)用奇偶模分析方法分析分支線耦合器[2]，我們可以得到圖2中(b) (c) (d)電路在電氣功能上是完全等效的，圖2中電路(e)和電路(f)在電氣功能上是完全等效的。當(dāng)然，我們也可以借助安捷倫仿真軟件Advanced Design System (ADS) 進(jìn)行S參數(shù)仿真，以驗(yàn)證上述結(jié)論。
圖2、90度混合電橋的微帶等效電路
通過上述分析，我們可以看出90度混合電橋和傳統(tǒng)的Doherty合成器具有完全相同的電氣性能，對(duì)于低頻應(yīng)用而言，90度混合電橋?qū)崿F(xiàn)面積更小。
Doherty放大器的基本工作原理是有源負(fù)載牽引[3]。正如圖1所示，Doherty放大器由載波放大器和峰值放大器組成，Doherty合成器將在載波放大器和峰值放大器連接在一起。為了能夠更好的理解Doherty放大器的工作原理，本文用安捷倫的Agilent’s Advanced Design System (ADS)軟件搭建了仿真工程如圖3所示。在仿真工程中，我們將把功率放大管抽象成理想的壓控電流源，在歸一化輸入電壓前提下，通過圖3中的VAR expression控件設(shè)置 載波放大器和峰值放大器電流，載波放大器和峰值放大器電流和輸入電壓的關(guān)系曲線如圖4左上子圖所示。
圖3、Doherty 放大器工作原理仿真工程
當(dāng)歸一化輸入電壓為（0~0.5）時(shí)，輸出匹配電路呈獻(xiàn)給載波放大器的阻抗是所對(duì)應(yīng)的傳統(tǒng)AB類放大器阻抗的兩倍，如圖4左下子圖所示。由于輸出匹配電路阻抗提高到傳統(tǒng)AB類放大器的兩倍，所以當(dāng)歸一化輸入電壓達(dá)到0.5時(shí)，載波放大器將達(dá)到傳統(tǒng)放大器臨界飽和點(diǎn)，因此效率也將達(dá)到臨界飽和點(diǎn)的效率，比如B類放大器的臨界飽和效率為Pi/4。在這個(gè)輸入電壓范圍內(nèi)載波放大器和基于同樣器件設(shè)計(jì)的傳統(tǒng)AB類放大器相比，因?yàn)檩d波放大器輸出匹配電路所呈現(xiàn)的阻抗是傳統(tǒng)AB類放大器的兩倍，所以理論上載波放大器的增益將要高出AB類放大器3dB，輸出1dB壓縮點(diǎn)降低3dB。
當(dāng)歸一化輸入電壓為（0.5~1）時(shí)，峰值放大器開始工作導(dǎo)通，峰值放大器輸出的電流在Doherty有源負(fù)載牽引技術(shù)中扮演重要作用。如圖4右上子圖所示，在歸一化輸入電壓為（0.5~1）范圍內(nèi)載波放大器始終保持在臨界飽和狀態(tài)，所以載波放大器的效率始終保持在臨界飽和效率，載波放大器輸出匹配電路所呈現(xiàn)的阻抗也將由2Zopt調(diào)制到Zopt，相對(duì)應(yīng)的峰值放大器輸出匹配電路所呈現(xiàn)的阻抗將有無窮大調(diào)制到Zopt，如圖4左下子圖所示。此時(shí)歸一化的峰值放大器的漏極電壓也將由0.5調(diào)制到1，因此峰值放大器也將由臨界飽和效率的50%，逐步提高到臨界飽和效率，最終Doherty放大器的合成效率如圖4右下子圖所示。同樣我們也可以通過ADS仿真驗(yàn)證，理想Doherty放大器的輸入輸出功率是完全線性的[4][5]。
圖4、Doherty放大器ADS仿真結(jié)果
2、設(shè)計(jì)實(shí)現(xiàn)
本文采用MRFE6S9045N設(shè)計(jì)實(shí)現(xiàn)了緊湊型395MHz-455MHz Doherty放大器，為了對(duì)比Doherty放大器的性能，本文也同樣制作調(diào)試了基于同樣器件同樣匹配電路的AB類，平衡式放大器，設(shè)計(jì)實(shí)現(xiàn)的Doherty放大器如圖5所示。在輸入端口，我們采用90度混合電橋?qū)⒐Ψ泡斎胄盘?hào)一分為二，分別送給載波放大器和峰值放大器，載波放大器偏置在AB類，靜態(tài)偏執(zhí)電流為350mA。峰值放大器偏置在C類，柵極偏置電壓為1.5V，載波放大器和峰值放大器放大后的信號(hào)將通過另一個(gè)90度混合電橋合成后輸出。如圖5所示，輸出90度混合電橋的隔離端口的一段50歐姆的開口線，其作用是作為載波放大器和峰值放大器共同的相位補(bǔ)償線。
圖5、緊湊型Doherty放大器實(shí)物圖
3、測(cè)試結(jié)果
在本文中，將用連續(xù)波單音信號(hào)測(cè)試所設(shè)計(jì)的功率放大器性能。選取395MHz和455MHz測(cè)試結(jié)果羅列如下。
在395MHz處，測(cè)試所得的增益和效率對(duì)輸出功率的曲線如圖6所示，測(cè)試數(shù)據(jù)顯示在輸出功率為43dBm時(shí)，功放漏極效率為43%， 飽和輸出功率高于49dBm。
圖6、395MHz 增益和效率測(cè)試數(shù)據(jù)
在455MHz處，測(cè)試所得的增益和效率對(duì)輸出功率的曲線如圖7所示，測(cè)試數(shù)據(jù)顯示在輸出功率為43dBm時(shí)，功放漏極效率為45%， 飽和輸出功率高于49dBm。
圖7、455MHz 增益和效率測(cè)試數(shù)據(jù)
典型的單載波W-CDMA信號(hào)測(cè)試性能如表1所示，測(cè)試所用輸入信號(hào)的峰均比為9.9dB（在互補(bǔ)累計(jì)分布函數(shù)概率為0.01%條件下測(cè)得）功放輸出平均功率為43dBm。
表1、Doherty 放大器單載波W-CDMA信號(hào)測(cè)試性能
為了對(duì)比所設(shè)計(jì)的Doherty放大器和傳統(tǒng)AB類放大器性能，本文設(shè)計(jì)調(diào)試了一個(gè)基于同樣器件和同樣匹配電路的平衡式AB類放大器，典型的單載波W-CDMA信號(hào)測(cè)試性能如表2所示，測(cè)試所用輸入信號(hào)的峰均比為9.9dB（在互補(bǔ)累計(jì)分布函數(shù)概率為0.01%條件下測(cè)得），功放輸出平均功率為43dBm，從表2中我們可以看出，對(duì)于同樣的43dBm的輸出功率，Doherty放大器呈現(xiàn)了更高的效率，平衡式放大器呈現(xiàn)了更好的線性。
表2、AB類的平衡式放大器W-CDMA信號(hào)測(cè)試性能
4、結(jié)論
本文提出了一種395MHz到455MHz緊湊型Doherty放大器的設(shè)計(jì)方法， 采用了飛思卡爾公司的LDMOS器件MRFE6S9045N。設(shè)計(jì)實(shí)現(xiàn)了在單載波W-CDMA輸出平均功率為43dBm時(shí)，漏極效率高于43%，相對(duì)于傳統(tǒng)的Doherty放大器設(shè)計(jì)方法，本文呈現(xiàn)了一種緊湊型Doherty設(shè)計(jì)方法，節(jié)約了PCB板的面積，并且達(dá)到了很好的性能。本文也證明了在低頻段設(shè)計(jì)應(yīng)用上，90度混合電橋可以用來作為Doherty的合成器。
本文作者特別感謝飛思卡爾公司提供的幫助，包括提供ADS仿真環(huán)境以及測(cè)試平臺(tái)。
作者：王洪勝 王堯青 趙明，安富利電子元件 （北京射頻與微波實(shí)驗(yàn)室）
參考文獻(xiàn)：
[1] W. H. Doherty, “A new high efficiency power amplifier for modulated waves,” Proc. IRE, vol. 24, no. 9, pp. 1163–1182, Sep. 1936
[2] Reinhold Ludwig, Gene Bogdanov, RF Circuit Design Theory and Applications. Beijing, China: Publishing House of Electronics Idustry.
[3] S.C. Cripps, RF Power Amplifiers for Wireless Communications. Norwood, MA: Artech House, 1999.
[4] Y. Yang, J. Yi, Y.Y. Woo, and B. Kim, “Optimum design for linearity and efficiency of microwave doherty amplifier using a new load matching technique,” Microwave J., vol. 44, no. 12, pp. 20–36,
[5] F.H. Raab, “Efficiency of Doherty RF power amplifier system,” IEEE Trans. Broadcast., vol. BC-33, no. 3, pp. 77–83, Sep. 1987.
本文來源于微波射頻網(wǎng)旗下《微波射頻技術(shù)》雜志 2017微波技術(shù)?？?。
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