儀表放大器可以調(diào)理傳感器生成的電信號，從而實現(xiàn)這些信號的數(shù)字化、存儲或?qū)⑵溆糜诳刂菩盘栆话爿^小，因此，放大器可能需要配置為高增益。另外，信號可能會疊加大共模電壓，也可能疊加較大直流失調(diào)電壓。精密儀表放大器可以提供高增益，選擇性地放大兩個輸入電壓之間的差異，同時抑制兩個輸入中共有的信號。

惠斯登電橋是這種情況的經(jīng)典例子，但像生物傳感器一類的原電池具有類似的特性。電橋輸出信號為差分信號，因此，儀表放大器是高精度測量的首選。理想情況下，無負載電橋輸出為零，但僅當所有四個電阻均完全相同時，這種情況方為真。假如有一個以分立式電阻構(gòu)建的電橋，如圖1所示。最差情況差分失調(diào)VOS為

其中，VEX為電橋激勵電壓， TOL為電阻容差（單位為百分比）。

圖1：惠斯登電橋失調(diào)

例如，在各元件的容差均為0.1%且激勵電壓為5 V時，差分 失調(diào)可以高達±5 mV。如果需要400的增益來實現(xiàn)所需電橋靈 敏度，則放大器輸出端的失調(diào)變成±2 V。假設(shè)放大器由同一電源驅(qū)動，并且其輸出可以軌到軌擺動，則僅電橋失調(diào)就可能消 耗掉80%以上的輸出擺幅。在行業(yè)要求電源電壓越來越小的趨勢下，這個問題只會變得更加糟糕。

傳統(tǒng)的三運放儀表放大器架構(gòu)（如圖2所示）有一個差分增益級，其后為一個減法器，用于移除共模電壓。增益施加于第一級，因此，失調(diào)放大的倍數(shù)與目標信號相同。因此，將其移除 的唯一方法是在參考(REF)端施加反電壓。這種方法的主要不足在于，如果放大器的第一級已經(jīng)飽和，則調(diào)節(jié)REF 上的電 壓并不能更正失調(diào)。克服這點不足的幾種方法包括：

●根據(jù)具體情況，以外部電阻對電橋分流，但對于自動化 生產(chǎn)來說，這是不現(xiàn)實的，而且在出廠后是無法調(diào)整的；

●減少第一級增益，通過微調(diào)REF上的電壓來移除失調(diào)，并再添一個放大器電路以實現(xiàn)所需增益；

●減少第一級增益，以高分辨率ADC完成數(shù)字化輸出，并在軟件中移除失調(diào)。
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后兩種選項還需要考慮最差情況下與原始失調(diào)值的偏差，從而 進一步減少第一級的最大增益。這些解決方案并不理想，因為 它們需要額外的電源、電路板空間或成本，來達到高CMRR和低噪聲的目標。另外，交流耦合并不是測量直流或超慢移動 信號的一種選擇。

圖1：惠斯登電橋失調(diào)

間接電流反饋(ICF)儀表放大器（如AD8237和AD8420可在放大之前移除失調(diào)。圖3顯示ICF拓撲結(jié)構(gòu)原理圖。

圖3：間接電流反饋儀表放大器拓撲結(jié)構(gòu)

該儀表放大器的傳遞函數(shù)在形式上與經(jīng)典三運放拓撲結(jié)構(gòu)的 傳遞函數(shù)相同，其計算公式為

由于輸入之間的電壓等于反饋(FB)與參考(REF)端子之間的電壓時，放大器的反饋要求可得到滿足，因此，我們可將該公式重寫為

這意味著，引入一個等于反饋和參考端子之間失調(diào)的電壓，即使在存在大輸入失調(diào)的情況下，也可將輸出調(diào)整為零伏特。如圖4所示，該調(diào)整可以通過以下方法實現(xiàn)：從一個簡單的電壓源（如低成本 DAC）或者來自嵌入式微控制器的濾波PWM信號，通過電阻RA將一個小電流注入反饋節(jié)點。

圖4：帶失調(diào)移除功能的高增益電橋電路
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設(shè)計步驟

等式(3)，R1與R2之比將增益設(shè)為：

設(shè)計師必須確定電阻值。較大電阻值可降低功耗和輸出負載； 較小值可限制FB輸入偏置電流和輸入阻抗誤差。如果R1和R2的并聯(lián) 組合大于約30kΩ， 則電阻開始引起噪聲。 表1顯示了一些建議值。

表1：各種增益的推薦電阻（1%電阻）

為了簡化RA值的查找過程，假設(shè)采用雙電源運行模式，有一 個接地REF端子和一個已知的雙極性調(diào)整電壓VA。這種情況 下的輸出電壓可通過以下公式計算：

注意，從VA至輸出的增益為反相。VA的增加會使輸出電壓降低，比值為R2和RA之比。此比值下，可以針對給定的輸入失調(diào)，使調(diào)整范圍達到最大。由于調(diào)整范圍指向增益之前的放大器輸入，因此，即使在低分辨率源的情況下，也可實施微調(diào)。由于RA一般都比R1大得多，因此，我們可以得到等式(5)的近似值：

為了找到一個RA值以允許最大失調(diào)調(diào)整范圍VIN(MAX)， 在給定調(diào)整電壓范圍VA(MAX)的情況下，使VOUT=0，求RA，結(jié)果得到

其中， VIN(MAX)為傳感器預(yù)期的最大失調(diào)。等式(5)同時顯示， 調(diào)整電路的插入會修改從輸入到輸出的增益。即使如此，其影 響一般也很小，增益可以重新計算為：

一般地，對于單電源電橋調(diào)理應(yīng)用，參考端的電壓應(yīng)大于信號地。如果電橋輸出可以在正負間擺動，情況尤其如此。如果基準電壓源由一個低阻抗源（如分阻器和緩沖器）驅(qū)動至電壓VREF，如圖5所示，則等式(5)變?yōu)椋?/p>

如果相對于原始等式中的VREF取VOUT和VA，則可得到相同的結(jié)果。 VA(MAX)~VREF也應(yīng)替換等式(7)中的VA(MAX)。
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設(shè)計示例

假設(shè)有一個單電源電橋放大器，如圖4所示，其中，用3.3 V電壓來激勵電橋并驅(qū)動放大器。滿量程電橋輸出為±15 mV， 失調(diào)可能處于±25-mV的范圍。為了取得所需靈敏度，放大器增益需為100，ADC 的輸入范圍為0 V至3.3 V。由于電橋的輸出可以為正，也可以為負，因此，其輸出指向

圖5：針對單電源工作模式而修改的失調(diào)移除電路

從表1可以發(fā)現(xiàn)， 增益為101時， R1和R2需為1 kΩ和100 kΩ。 電路包括一個可以在0 V至3.3 V范圍內(nèi)擺動，或者在1.65V基準電壓左右擺動±1.65 V。為了計算RA的值，我們使用等式(6)。其中，VA(MAX)= 1.65 V且VIN(MAX)= 0.025 V， RA= 65.347kΩ。當電阻容差為1%時，最接近的值為64.9 kΩ。然而，這沒有為源精度和溫度變化導(dǎo)致的誤差留下任何裕量，因此，我們選擇一個常見的49.9-kΩ低成本電阻。這樣做的代價是調(diào)整分辨率降低了，結(jié)果導(dǎo)致略大的調(diào)整后失調(diào)。

從等式(7)，我們可以算出額定增益值為103。如果設(shè)計師希望得到接近目標值100的增益值，最簡單的辦法是使R2的值降低3%左右，至97.6 kΩ，結(jié)果對RA的值的影響非常小。在新的條件下，額定增益為100.6。

由于DAC可以擺動±1.65 V，因此，總失調(diào)調(diào)整范圍可通過由RA 以及R1和R2的并聯(lián)組合形成的分壓器給定，其計算方法如下：

在±25-mV最大電橋失調(diào)范圍內(nèi)，±32.1-mV的調(diào)整范圍可提供 28%的額外調(diào)整裕量。對于8位DAC，調(diào)整步長為

對于250-μV調(diào)整分辨率，輸出端的最大殘余失調(diào)為12.5 mV。
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R3和C1的值可以通過ADC數(shù)據(jù)手冊中的建議值或參考文獻2來確定。對于采樣率為1 MSPS 的AD7091，這些值為51Ω和4.7 nF。在以較低速率采樣時，可以使用較大的電阻或電容組合，以進一步減少噪聲和混疊效應(yīng)。

該電路的另一個優(yōu)勢在于，可以在生產(chǎn)或安裝時完成電橋失調(diào)調(diào)整。如果環(huán)境條件、傳感器遲滯或長期漂移對失調(diào)值有影響， 則可重新調(diào)整電路。

受其真軌到軌輸入影響，AD8237最適合采用超低電源電壓的 電橋應(yīng)用。對于要求較高電源電壓的傳統(tǒng)工業(yè)應(yīng)用，AD8420不失為一款良好的替代器件。該ICF儀表放大器采用2.7 V至36 V電源供電，功耗低60%。

表2是對兩款儀表放大器進行了比較。都使用了最小和最大規(guī)格。

表2：AD8237和AD8420比較

看完以上的對電橋傳感器進行電路設(shè)計的原理分析和結(jié)合實例的講解是不是有更高層次的領(lǐng)悟和提高！

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