魯棒的放大器提供集成過壓保護(hù)
發(fā)布時(shí)間:2018-04-08 來源:Eric Modica 和 Michael Arkin 責(zé)任編輯:wenwei
【導(dǎo)讀】當(dāng)運(yùn)算放大器的輸入電壓超過額定輸入電壓范圍,或者在極端情況下,超過放大器的電源電壓時(shí),放大器可能發(fā)生故障甚至受損。本文討論過壓狀況的一些常見原因和影響,為無保護(hù)的放大器增加過壓保護(hù)是如何的麻煩,以及集成過壓保護(hù)的新型放大器如何能為設(shè)計(jì)工程師提供緊湊、魯棒、透明、高性價(jià)比的解決方案。
所有電子器件的可耐受電壓都有一個(gè)上限,超過上限就會產(chǎn)生影響,輕則導(dǎo)致工作暫時(shí)中斷或系統(tǒng)閂鎖,重則造成永久性損害。特定器件能夠耐受的過壓量取決于多個(gè)因素,包括是否安裝或意外接觸器件、過壓事件的幅度和持續(xù)時(shí)間、器件的魯棒性等。
精密放大器常常是傳感器測量信號鏈中的第一個(gè)器件,因而最容易受到過壓故障的影響。選擇精密放大器時(shí),系統(tǒng)設(shè)計(jì)師必須了解放大器的共模輸入范圍。在數(shù)據(jù)手冊中,共模輸入范圍可能是用輸入電壓范圍(IVR), 測試條件下的共模抑制比(CMRR),或以上二者來規(guī)定。.
過壓狀況的實(shí)際原因
放大器需要兩種保護(hù):一是過壓保護(hù) 用以防止電源時(shí)序控制、休眠模式切換和電壓尖峰引起的故障;二是 ESD 靜電放電)保護(hù),用以防止靜電放電 (甚至搬運(yùn)過程中也可能出現(xiàn)靜電放電),引起的故障。 安裝后, 器件可能會受系統(tǒng)電源時(shí)序控制,導(dǎo)致重復(fù)性過壓應(yīng)力。系統(tǒng)設(shè)計(jì)師必須想方設(shè)法使故障電流避開敏感的器件,或者限制故障電流,使其不致于損壞器件。
在有多個(gè)電源電壓的復(fù)雜分布式電源架構(gòu) (DPA)系統(tǒng)中, 電源時(shí)序控制可以使系統(tǒng)電路各部分的電源在不同的時(shí)間開啟和關(guān)閉。時(shí)序控制不當(dāng)可能會導(dǎo)致某個(gè)器件的某個(gè)引腳發(fā)生過壓或閂鎖狀況。
隨著人們越來越關(guān)注能源效率,許多系統(tǒng)要求實(shí)現(xiàn)復(fù)雜的休眠 和待機(jī) 模式。這意味著,在系統(tǒng)的某些部分已關(guān)斷的同時(shí),其它部分仍然可能處于上電和活動狀態(tài)。與電源時(shí)序控制一樣,這些情況可能會導(dǎo)致無法預(yù)測的過壓事件,但主要是在輸入引腳上。
許多類型的傳感器會產(chǎn)生意想不到的、與它們要測量的物理現(xiàn)象無關(guān)的輸出尖峰,這類過壓狀況一般僅影響輸入引腳。
靜電放電是一種廣為人知的過壓事件,常常發(fā)生在安裝器件之前。它造成的損害非常廣泛,以至于業(yè)界主要規(guī)范,如JESD22-A114D等,不得不明確如何測試和規(guī)定半導(dǎo)體耐受各類ESD事件的能力。幾乎所有半導(dǎo)體產(chǎn)品都包含某種形式的集成保護(hù)器件。應(yīng)用筆記AN-397("標(biāo)準(zhǔn)線性集成電路的電誘發(fā)損壞:最常見起因和防止再發(fā)生的相關(guān)處理,"是一篇很好的參考文獻(xiàn),詳細(xì)討論了這一問題。出現(xiàn)高能脈沖時(shí),ESD單元應(yīng)進(jìn)入低阻抗?fàn)顟B(tài)。這不會限制輸入電流,但能提供到供電軌的低阻抗路徑。
一個(gè)簡單的案例研究:電源時(shí)序控制
隨著混合信號電路變得無處不在,單一PCB上的多電源需求也變得非常普遍。關(guān)于新設(shè)計(jì)需要考慮的一些微妙問題,特別是需要許多不相關(guān)的電源時(shí),請參閱應(yīng)用筆記AN-932 "電源時(shí)序控制,".
精密放大器可能會成為這種狀況的受害者。圖1顯示了一個(gè)配置成差分放大器的運(yùn)算放大器。放大器通過RSENSE檢測電流,并提供與相應(yīng)壓降成比例的輸出。必須采取措施,確保由R3和R4構(gòu)成的分壓器將輸入偏置在額定IVR范圍內(nèi)的某處。如果放大器的電源電壓不是從VSY, 獲得,并且VCC在VSY,之后出現(xiàn),則A1反相輸入端的電壓為:
V– = VSY – (I– × R1) (1)
其中I–由無電源時(shí)A1的輸入阻抗決定。如果放大器不包含過壓處理設(shè)計(jì),則最有可能的電流路徑是通過ESD二極管、箝位二極管或寄生二極管流向電源或地。如果此電壓超出IVR范圍,或者電流超過數(shù)據(jù)手冊規(guī)定的額定最大值,器件可能會受損。
ADA4091 和 ADA4096, 等過壓保護(hù)放大器所用的ESD結(jié)構(gòu)不是二極管,而是 DIAC等過壓保護(hù)放大器所用的ESD結(jié)構(gòu)不是二極管,而是
圖1. 差分放大器高端電流傳感器。如果VSY先于VCC,上電,放大器的輸入電壓或電流可能會超過數(shù)據(jù)手冊規(guī)定的最大值
運(yùn)算放大器中的故障狀況
圖2顯示了一個(gè)N溝道JFET輸入級 (J1, J2, R1, and R2), 后接一個(gè)第二增益級和輸出緩沖器(A1)。當(dāng)開環(huán)放大器在其額定IVR范圍內(nèi)時(shí),差分輸入信號 (VIN+ – VIN–)與VDIFF.180度異相。連接為單位增益緩沖器時(shí)(如圖所示),如果VIN+的共模電壓超過放大器的IVRJ1''的柵極-漏極進(jìn)入未夾斷狀態(tài)并傳導(dǎo)整個(gè)200 µA級電流。只要J1''的柵極-漏極電壓仍然反向偏置VIN+的進(jìn)一步增加就不會導(dǎo)致 VDIFF變化 (VOUT仍然處于正供電軌). 然而,一旦J1''的柵極-漏極變?yōu)檎?,VIN+的進(jìn)一步增加就會提高A1反相輸入端的電壓,導(dǎo)致輸入信號與 VDIFF之間發(fā)生不需要的反相.
圖2. N溝道JFET輸入運(yùn)算放大器結(jié)構(gòu)示意圖
圖3顯示了A1輸出端反相的一個(gè)示例。與雙極性輸入放大器不同,JFET放大器的輸入未箝位,因而易發(fā)生反相。CMOS放大器的柵極與漏極電隔離,一般不會發(fā)生反相。如果確實(shí)會發(fā)生反相,運(yùn)算放大器制造商一般會在數(shù)據(jù)手冊中說明。下列條件下可能發(fā)生反相:放大器輸入端不是CMOS,最大差分輸入為VSY, 數(shù)據(jù)手冊未聲明不會發(fā)生反相。雖然反相本身不是破壞性的,但它能導(dǎo)致正反饋,進(jìn)而使伺服環(huán)路不穩(wěn)定.
圖3. 當(dāng)VIN超過額定IVR時(shí),輸入反相導(dǎo)致放大器輸出負(fù)值
系統(tǒng)設(shè)計(jì)師還必須關(guān)注放大器輸入超出電源范圍時(shí)會發(fā)生什么。這種故障狀況通常發(fā)生在電源時(shí)序控制導(dǎo)致一個(gè)源信號先于放大器電源激活時(shí),或者在開啟、關(guān)閉或工作中電源出現(xiàn)尖峰時(shí)。對于大多數(shù)放大器,這種狀況是破壞性的,尤其是如果過壓大于二極管壓降。
圖4顯示了一個(gè)帶ESD保護(hù)二極管和箝位二極管的典型雙極性輸入級。在緩沖器配置中,當(dāng)VIN+ 超過任一電源軌時(shí),ESD和箝位二極管就會正偏。這些二極管的源極阻抗非常低,源極支持多少電流,二極管就能傳導(dǎo)多少電流。精密放大器AD8622提供少許差分保護(hù),輸入端串聯(lián)500 Ω電阻,施加差分電壓時(shí),該電阻可限制輸入電流,但它只能在輸入電流不超過額定最大值時(shí)提供保護(hù)。如果最大輸入電流為5 mA,則允許的最大差分電壓為5 V。注意,這些電阻并不與ESD二極管串聯(lián),因而無法限制流向電源軌的電流(例如在過壓期間)。
圖4. 帶ESD和差分保護(hù)二極管的雙極性輸入級
圖5顯示一個(gè)無保護(hù)雙極性運(yùn)算放大器在同時(shí)施加差分輸入和過壓情況下的輸入電流與電壓的關(guān)系。一旦施加的電壓超過二極管壓降,電流就可能損害、降低運(yùn)算放大器的性能,甚至破壞運(yùn)算放大器。
圖5. 差分輸入電壓超過二極管壓降時(shí)的運(yùn)算放大器輸入電流
外部輸入過壓保護(hù)
從半導(dǎo)體運(yùn)算放大器問世之初,IC設(shè)計(jì)師就不得不權(quán)衡芯片架構(gòu)與應(yīng)對其脆弱性所需的外部電路之間的關(guān)系。故障保護(hù)一直是最棘手的問題例如,, 請參閱 "運(yùn)算放大器輸出反相和輸入過壓保護(hù)"和MT-069, "儀表放大器輸入過壓保護(hù)").
系統(tǒng)設(shè)計(jì)師之所以需要精密運(yùn)算放大器,是因?yàn)樗袃蓚€(gè)重要特性:低失調(diào)電壓(VOS)和高共模抑制比(CMRR),這兩個(gè)特性能夠簡化校準(zhǔn)并使動態(tài)誤差最小。為在存在電氣過應(yīng)力(EOS)的情況下保持這些特性,雙極性運(yùn)算放大器經(jīng)常內(nèi)置箝位二極管,并將小限流電阻與其輸入端串聯(lián),但這些措施無法應(yīng)對輸入電壓超過供電軌時(shí)引起的故障狀況。為了增加保護(hù),系統(tǒng)設(shè)計(jì)師可以采用圖6所示的電路。
圖6. 利用限流電阻和兩個(gè)肖特基二極管提供外部保護(hù)的精密運(yùn)算放大器。RFB與ROVP相等,從而平衡輸入偏置電流引起的失調(diào)
如果VIN處的信號源先行上電,ROVP將限制流入運(yùn)算放大器的電流。肖特基二極管的正向電壓比典型的小信號二極管低200 mV,因此所有過壓電流都會通過外部二極管D1和D2.分流。然而,這些二極管可能會降低運(yùn)算放大器的性能。例如,可以利用1N5711的反向漏電流曲線(見圖7)來確定特定過壓保護(hù)電阻造成的CMRR損失。1N5711在0 V時(shí)的反向漏電流為0 nA,在30 V時(shí)為60 nA。對于0 V共模電壓, D1 和 D2 引起的額外IOS取決于其漏電流的匹配程度。當(dāng)V被拉至+15 V時(shí),D1將反向偏置30 V,D2將偏置0 V。因此,額外的60 nA電流流入ROVP.當(dāng)輸入被拉至–15 V時(shí),D1和D2 的電氣位置交換,60 nA電流流出ROVP. 在任意共模電壓下,保護(hù)二極管引起的額外 IOS等于:
IOSaddr = ID1 – ID2 (2)
圖7. 1N5711反向電流與連續(xù)反向電壓之間的關(guān)系
由公式2可計(jì)算出極端共模電壓下的VOS損失:
VOSpenalty = IOSaddr × ROVP (3)
使用1N5711在30 V時(shí)的漏電流60 nA以及5 kΩ保護(hù)電阻,兩個(gè)極端共模電壓下的VOS將增加300 µV,導(dǎo)致整個(gè)輸入電壓范圍內(nèi)的額外 ?VOS 為600 μV。根據(jù)數(shù)據(jù)手冊,一個(gè)具有110 dB CMRR的運(yùn)算放大器將損失17 dB CMRR。插入反饋電阻來均衡源阻抗只能在共模電壓為0 V時(shí)有幫助,但無法防止整個(gè)共模范圍內(nèi)產(chǎn)生額外的IOS表1顯示了保護(hù)精密放大器常用的一些二極管的計(jì)算結(jié)果。對于CMRR損失計(jì)算,假設(shè)使用5 kΩ保護(hù)電阻。
表1. 常用保護(hù)二極管及其對110 dB CMRR精密運(yùn)算放大器的影響
圖6所示的方法可能還有一個(gè)缺點(diǎn),那就是保護(hù)二極管會將過壓電流分流到電源中。例如,如果正電源無法吸收大量電流,過壓電流就可能迫使正電源電壓提高。
防止這一現(xiàn)象的一種方法是在正輸入與地之間使用背靠背齊納二極管,如圖8所示。超過D1或 D2的齊納電壓時(shí),二極管將過壓電流分流到地,從而保護(hù)電源。這種配置能夠防止過壓期間的電荷泵效應(yīng),但齊納二極管的漏電流和電容高于小信號二極管。此外,齊納二極管的漏電流曲線具有軟拐點(diǎn)(soft-knee)特征。在放大器的共模范圍內(nèi),這會帶來額外的CMRR損失,如前所述。例如,BZB84-C24是一個(gè)背靠背齊納二極管對,工作電壓范圍為22.8 V至25.6 V,反向電流額定值為50 nA(最大值,16.8 V時(shí)),但制造商并未說明接近齊納電壓時(shí)的漏電流是多少。此外,為實(shí)現(xiàn)更陡的擊穿特性,齊納二極管一般采用比小信號二極管摻雜更重的擴(kuò)散工藝制造,這就導(dǎo)致寄生電容相對較高,因而失真(特別是在幅度較高時(shí))和失穩(wěn)的可能性更高。
圖8. 利用限流電阻和兩個(gè)齊納二極管提供外部保護(hù)的精密運(yùn)算放大器
早期集成過壓保護(hù)
上面討論了放大器的一些常用外部保護(hù)方法的缺點(diǎn)。如果放大器本身的設(shè)計(jì)能夠耐受較大的輸入過壓,那么其中的一些缺點(diǎn)是可以避免的。圖9顯示了差分輸入對采用的常見集成保護(hù)方案。
圖9. 帶阻性過壓保護(hù)的差分輸入對(未顯示ESD保護(hù))
在該電路中,兩個(gè)放大器輸入端均有輸入保護(hù)電阻。雖然一般情況下只有一個(gè)輸入端需要過壓保護(hù),但使各輸入端的寄生電容和漏電流均衡可以降低失真和失調(diào)電流。此外,二極管不必處理ESD事件,因而可以相對較小。
增加電阻,無論是外置還是內(nèi)置,均會增加放大器的和方根(RSS)熱噪聲(公式4):
(4)
如果使用1 kΩ電阻來保護(hù)噪聲為4 nV/√Hz的運(yùn)算放大器,總電壓噪聲將提高√2倍。集成保護(hù)電阻并不能改變過壓保護(hù)會提高等效輸入電壓噪聲的事實(shí),但將R1和R2 與運(yùn)算放大器集成在一起可確保數(shù)據(jù)手冊的噪聲規(guī)格包括保護(hù)電路。
為了避免權(quán)衡噪聲與過壓,需要這樣一種保護(hù)電路:當(dāng)放大器輸入在額定范圍內(nèi)時(shí),它提供低電阻;當(dāng)放大器輸入超過供電軌時(shí),它提供高電阻。這種特性將能按需改善過壓保護(hù),降低正常工作時(shí)的總噪聲貢獻(xiàn)。圖10顯示了一種具有該特性的電路方案.
圖10. 帶主動過壓保護(hù)的輸入差分對
Jxy全部是P溝道JFET,它們是耗盡型器件,因此溝道的摻雜類型與源極和漏極相同。當(dāng)放大器輸入電平介于兩個(gè)供電軌之間時(shí),J1A和J2A是簡單的電阻,阻值等于RDSON 因?yàn)檩斎肫秒娏髯銐蛐?,溝道與柵極之間的任何電位差都不會使溝道關(guān)閉。如果VIN+ 超出負(fù)電源一個(gè)二極管壓降,電流就會流過J1A,導(dǎo)致漏極關(guān)閉。這種轉(zhuǎn)換實(shí)際上是 J1A離開三極工作區(qū),進(jìn)入線性工作區(qū)。如果VIN+超出正電源一個(gè)二極管壓降,J1A將充當(dāng)橫向PNP。VIN+至柵極將用作正偏射極-基極結(jié),另一個(gè)結(jié)用作基極-集電極,其高阻值避免輸入管過壓。
圖11. FET保護(hù)運(yùn)算放大器在受到直流過壓掃描時(shí)的有效輸入阻抗
集成的優(yōu)勢
ADA4091和ADA4096等放大器證明,實(shí)現(xiàn)魯棒的輸入過壓保護(hù)對運(yùn)算放大器的精度影響非常小(如圖10所示)。ADA4096能夠提供與電源電平無關(guān)的32 V過壓保護(hù),從而無需雖然廉價(jià)但會大幅降低放大器精度的外部器件,或者雖然精密但成本高于放大器本身的外部器件。
圖12顯示了2 mm × 2 mm LFCSP封裝的ADA4096-2和幾個(gè)常用于外部輸入保護(hù)的分立器件。ADA4096-2的集成保護(hù)使PCB尺寸大幅縮小,其影響已包括在運(yùn)算放大器的技術(shù)規(guī)格中。即使未施加電源,它也能保護(hù)放大器(見圖13)。此外,ADA4091和ADA4096具有軌到軌輸入和輸出特性(RRIO),在整個(gè)過壓保護(hù)范圍內(nèi)都不會發(fā)生反相(見圖14)。這些優(yōu)勢使得系統(tǒng)設(shè)計(jì)師可以少擔(dān)心電源時(shí)序控制和閂鎖問題。
圖12. 2 mm × 2 mm LFCSP封裝ADA4096-2占用的面積少于兩個(gè)常用于外部過壓保護(hù)的器件
圖13. 有電源和無電源兩種情況下ADA4096-2輸入過壓保護(hù)的限流
圖14. ADA4096-2采用±10 V電源,輸入被拉至供電軌以上和以下30 V
結(jié)論
總而言之,集成過壓保護(hù)具有許多優(yōu)勢:
1.提高模擬信號鏈的魯棒性和精度
2.縮短產(chǎn)品上市時(shí)間(TTM)、設(shè)計(jì)時(shí)間,降低測試要求
3.降低BOM(物料清單)成本
4.核準(zhǔn)器件清單所需的器件更少
5.PCB尺寸更小、密度更高
6.故障率更低
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