【導讀】在 選頻放大電路對于150kHz導航信號進行放大檢波[1] 中一系列的設計中，如果直接將基于工字型的電感接入放大器的輸入端，則會引起電路的自激振蕩。其中的原因很可能是 高頻管的Cbc的存在形成的Hartley振蕩器[2] 。但是使用繞制副繞組將天線接入放大電路，不僅會使天線制作變得麻煩，也會降低了系統(tǒng)的增益。下面則測試使用2SK241高頻管組成的前級LNA對來自于天線信號直接進行放大。
1.放大電路設計目標
在 選頻放大電路對于150kHz導航信號進行放大檢波[1] 中一系列的設計中，如果直接將基于工字型的電感接入放大器的輸入端，則會引起電路的自激振蕩。其中的原因很可能是 高頻管的Cbc的存在形成的Hartley振蕩器[2] 。但是使用繞制副繞組將天線接入放大電路，不僅會使天線制作變得麻煩，也會降低了系統(tǒng)的增益。下面則測試使用2SK241高頻管組成的前級LNA對來自于天線信號直接進行放大。
2.晶體管2SK241
2SK241[3] 是由東芝生產的FET低噪聲高頻信號放大器。它的主要信號如下圖所示：
▲ 2SK241的基本參數
▲ 2SK241測試參考電路
之所以選擇這個三極管，還是由于之前在遵照由柃木憲次所著的《高頻電路設計與制作》，對于其中的內容進行實踐中購買了2SK241晶體管，所以手邊有2SK241晶體管。下面基于它進行測試。
▲ 高頻電路設計與制作
02 基本測試
1.靜態(tài)測試
測試電路如圖所示：
▲ 靜態(tài)測試電路
（1）工作電流
在工作電壓為+12V的時候，工作電流為 Id=4.2mA 。T1漏極工作點為4.86V。
通過 DH1766可編程直流電源[4] 改變輸出2SK241的工作電源，同時讀出輸出電流?？梢缘玫缴鲜鲭娏鞯墓ぷ麟娏髋c電壓之間的關系。
▲ 工作電壓與工作電流
可以看到在 工作電壓
的時候，輸出與Vcc之間基本上呈現線性關系。
時，對應的
，對應的電阻：
的時候，輸出與Vcc之間基本上呈現線性關系。時，對應的，對應的電阻：
（2）輸入阻抗
使用 NanoVNA矢量網絡分析儀[5] 測量2SK241的輸入阻抗。
◎ 150kHz輸入阻抗：
電阻(kΩ)：555.04
并聯(lián)電容(pF)：9.4
▲ NanoVNA矢量網絡分析結果
由于測量的輸入阻抗還包括有偏置電阻360k歐姆，所示實際上2SK241在150kHz的輸入阻抗為：1.024MΩ。
2.放大接收天線
使用上述電路對于自行繞制的工字型電感組成的150kHz的諧振電路信號進行放大。
▲ 自行繞制的工字型電感
（1）工字型電感參數
◎ 工字型電感參數（150kHz）：
電感(uH)：1064.5
電阻(Ω)：6.69
品質因子(Q)：149.9
▲ 使用NanoVNA測量工字型電感參數
（2）諧振電容
在工作頻率
下對應的諧振電容為：1.06nF
下對應的諧振電容為：1.06nF選擇一個標稱為102的陶瓷電容，使用NanoVNA測量在150kHz下的參數：
◎ 在150kHz電容參數：
電容(pF)：985.8
串聯(lián)電阻(Ω)：22.75
品質因子(Q)：47.31
▲ 并聯(lián)諧振電容測量結果
根據上述測量的LC，可以計算出對應的諧振頻率：
（3）測量LC并聯(lián)諧振阻抗
利用NanoVNA測量LC并聯(lián)阻抗。
◎ LC并聯(lián)諧振參數：
諧振頻率(kHz)：156
電阻(kΩ)：46.476
品質因子(Q)：46.325
▲ LC并聯(lián)諧振阻抗測量
可以看到由于所選用的電容（0.9858nF）所需要的電容（1.06nF），所以還需要并聯(lián)電容進行補償。補償電容為：
。
。重新選擇兩個電容，分別是 51pf,22pf進行并聯(lián)，將諧振頻率調整到150kHz。如下是NanoVNA測量諧振對應的阻抗。
▲ 測量諧振LC的阻抗
根據前面測量2SK241對應的輸入端口還有 9.4pF的并聯(lián)電容，因此，將上述諧振回路連入2SK241放大電路的時候，需要減少10pF左右。為此，需要使用20pF可調電容來調整諧振頻率。
下圖中綠色便是一個最大為55pF可調電容器。
▲ 匹配有可調電容的諧振回路
03 放大導航信號
1.接收電路
下圖給出了接收電路的基本形式。
根據【2-2-3】測量接收天線諧振阻抗，它的并聯(lián)阻抗為46.47kΩ，【2-1-2】測量2SK241放大電路在150kHz下輸入阻抗為超過1MΩ。
為了達到阻抗匹配，可以使用1:4的升壓變壓器，將諧振電路接入T1柵極。為了簡單起見，下面直接將諧振回路接入T1的柵極。雖然此時，輸入阻抗不匹配，但可以達到放大器的SNR最大化。
▲ 接收電路
2.接收波形
將信號燈無線發(fā)送線圈放置在距離測試電路板3米的距離，打開發(fā)送狀態(tài)，測量到此時T1的漏極輸出電壓波形如下圖所示。
◎ T1漏極信號測量值：
交流信號有效值(V)：0.669
直流信號(V)：4.97
▲ 測量2SK241的漏極輸出波形
3.接入倍壓整流電路
將T1的漏極的輸出電路連接倍壓整流電路。整流采用BAT54對肖特基二極管完成。負載R2取10k歐姆。根據 整流電路對應的阻抗是多少？[6] 實驗可以知道，此時倍壓整流電路對外阻抗大約是R2的一半，也就5k歐姆，小于T1的輸出阻抗（R1）。
▲ 加入倍壓整流電路
（1）T1漏極波形
如下為倍壓整流時對應T1漏極信號波形：
▲ 倍壓整流時對應T1漏極信號波形
（2）輸出直流電壓
無線線圈信號源距離測試電路2.5米左右，對應的輸出倍壓整流直流電壓：672mV。將信號源搬移到5米距離，倍壓整流輸出為65.9mV。如果將信號源靠近測試電路，輸出倍壓整流電壓會超過5V。
※ 測試總結
1.基本結論
本文設計了基于高頻信號放大FET 2SK241 150kHz高頻放大電路。相比之前基于 基于超聲波升壓中周構建的150kHz的單管選頻放大電路[7] 具有更高的增益。對比在 選頻放大電路對于150kHz導航信號進行放大檢波[1] 測量得到的檢波結果，在遠距離（大于3米）的情況下，輸出倍壓檢波幅值大了近10倍左右。
基于FET2SK241只需要借助于接收諧振回路便可以的完成對接收信號的放大，可以避免在使用LC選頻放大帶來的調節(jié)麻煩。同時也可以避免電路出現自激振蕩的情況。
2.設計參考
參考電路在【3-3】中給出了。其中具體參數：
（1）繞制接收線圈
在 討論工字型接收線圈天線不同匝數對于低頻定位信號檢測影響：150kHz導航信號[8] 接收線圈制作的參數。繞制所需要的一個大型的工字型磁骨架。它的外形和參數如下：
▲ 工字型磁芯
◎ 工字型磁芯:
直徑：14mm
高：19.mm
頂、底厚度：3mm
▲ 使用Litz線繞制120匝之后的電感
◎ 測量實際電感參數：
NanoVNA測量結果：
SmartTweezer測量結果：
（2）電路其它參數
FET晶體管：2SK241，靜態(tài)電流4mA
可調電容：51pF
倍壓整流肖特基管：BAT54
參考資料
[1]選頻放大電路對于150kHz導航信號進行放大檢波:https://zhuoqing.blog.csdn.net/article/details/116274717
[2]高頻管的Cbc的存在形成的Hartley振蕩器:https://zhuoqing.blog.csdn.net/article/details/116372637
[3]2SK241:https://html.alldatasheet.com/html-pdf/30633/TOSHIBA/2SK241/245/1/2SK241.html
[4]DH1766可編程直流電源:https://zhuoqing.blog.csdn.net/article/details/110821452
[5]NanoVNA矢量網絡分析儀:https://zhuoqing.blog.csdn.net/article/details/116295857
[6]整流電路對應的阻抗是多少？:https://zhuoqing.blog.csdn.net/article/details/113618551
[7]基于超聲波升壓中周構建的150kHz的單管選頻放大電路:https://zhuoqing.blog.csdn.net/article/details/116196406
[8]討論工字型接收線圈天線不同匝數對于低頻定位信號檢測影響：150kHz導航信號:https://zhuoqing.blog.csdn.net/article/details/116304763
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