這個(gè)電路的想法是源自于下面兩種電路：

 

圖1：無(wú)損吸收和一種電路

 

圖1中(a)是無(wú)損吸收電路是將漏感的能量返回到輸入端，這種電路如果參數(shù)不合適的話會(huì)有較大的無(wú)功損耗可能不適用于寬范圍的場(chǎng)合。(b)電路是一個(gè)網(wǎng)友剖析的一個(gè)電路輸出功率有1000多瓦，這個(gè)電路的缺點(diǎn)是輸出功率全部需通過(guò)電容Cm來(lái)傳遞類似于Cuk、Speic類電路。綜合電路(a)和(b)的特點(diǎn)就有了一個(gè)可以解決漏感問(wèn)題的簡(jiǎn)單而又低成本的反激電路。

 

圖1中(a)的后半部分加(b)的前半部分就構(gòu)成了這種電路，見下圖：

 

圖2：解決漏感問(wèn)題的反激電路及等效電路

 

圖2中的兩個(gè)電路是一樣的只是形式不同，如果去掉電容Cm電路的左側(cè)就如同一個(gè)帶去磁繞組的正激變壓器初級(jí)側(cè)，同樣這里的線圈n1、n3也要采用雙線并繞，如果兩線圈耦合的好二極管D1是可以省掉的，如果耦合的不好就會(huì)產(chǎn)生圖1中(a)的效果會(huì)有一部分無(wú)功損耗。

 

這個(gè)貌不驚人的電路其仿真結(jié)果卻相當(dāng)?shù)睦硐?，通過(guò)改變漏感Lk和電容Cm的參數(shù)還能得到幾種不同的應(yīng)用。限于水平也可能分析的不對(duì)，希望各位行家也能一起探討下。

 

仿一個(gè)12V輸出60W的反激電源，參數(shù)如下圖：

 

圖3：12V60W反激電路參數(shù)

 

假設(shè)初級(jí)線圈耦合的比較好可以去掉原D1二極管，因漏感和電容會(huì)發(fā)生震蕩所以把D1串入到輸入端只為方便觀察波形。在有的應(yīng)用中反而要加大這個(gè)LC震蕩，比如QR模式的軟開關(guān)。

 

輸入為低壓113V時(shí)的波形如下：

 

圖3-1：漏感電流斷續(xù)的反激波形

 

在上圖中漏感電流是斷續(xù)的，電容Cm的最大電壓200V左右，MOS管的Vds電壓321V左右。

 

這個(gè)應(yīng)用中電容Cm只是用來(lái)吸收漏感能量并在下個(gè)開關(guān)周期將漏感能量傳遞到次級(jí)，適當(dāng)?shù)脑黾覥m的容量會(huì)得到更好的效果。

 

圖3-2：漏感電流連續(xù)的反激波形

 

當(dāng)電容Cm增大后對(duì)漏感的吸收也變強(qiáng)了，此時(shí)漏感可以設(shè)計(jì)的大一些，上圖3-2中可以看到漏感的電流已經(jīng)為連續(xù)模式了（可去掉二極管D1），漏感電流亦既輸入電流，輸入電流連續(xù)可以提升電源的性能如果用于功率因數(shù)校正可以實(shí)現(xiàn)連續(xù)模式的反激PFC功能。圖中電容Cm的電壓鉗位在輸入電壓（113V）左右，MOS管的Vds電壓215V左右為輸入電壓+反射電壓（100V左右）之和，由此可推斷在高壓輸入300V時(shí)MOS管的Vds電壓為300+100=400V左右，MOS管可以選用低電壓型號(hào)的，電容Cm容量大了成本也會(huì)高這個(gè)可能需要權(quán)衡一下。

 

先就自己的理解去分析下這個(gè)電路的原理，首先分析圖3輸入串二極管的電路。

 

圖4-1-1：開關(guān)導(dǎo)通時(shí)的工作模式及等效電路

 

圖4-1-1中的(b)是開關(guān)導(dǎo)通時(shí)的等效電路，工作模式分兩個(gè)階段：

 

開關(guān)導(dǎo)通初期階段，電容Cm上的電壓高于輸入電壓所以先由Cm驅(qū)動(dòng)電感Lm，當(dāng)Cm的電壓≤輸入電壓時(shí)這一階段結(jié)束，電容Cm上只存儲(chǔ)漏感的能量所以這一階段時(shí)間很短。

 

開關(guān)導(dǎo)通后期階段，漏感Lk和電感Lm串聯(lián)由輸入電壓驅(qū)動(dòng)同時(shí)電容Cm和電感Lm會(huì)發(fā)生輕微震蕩（某些情況是靠這個(gè)震蕩把漏感能量傳遞到次級(jí)）。

 

圖4-1-2：開關(guān)截止時(shí)的工作模式及等效電路

 

見圖4-1-2中的(b)等效電路，在開關(guān)關(guān)斷期間輸入和輸出可視為兩個(gè)獨(dú)立的電路，輸入側(cè)漏感Lk的能量被電容Cm吸收，輸出側(cè)電感Lm對(duì)負(fù)載釋放能量。

 

由上面兩個(gè)過(guò)程分析可知，在開關(guān)Toff期間電容Cm只存儲(chǔ)漏感的能量，在開關(guān)Ton期間電容Cm只釋放所存儲(chǔ)的漏感能量并將其傳遞到輸出側(cè)，除此之外同普通的反激沒什么區(qū)別。一般設(shè)計(jì)反激電路時(shí)會(huì)為漏感預(yù)設(shè)160V左右的余量，當(dāng)用這個(gè)電路后這個(gè)160V可以忽略了（根據(jù)Cm的大小范圍在0-160V之間）可用低耐壓的MOS管同時(shí)漏感能量傳遞到次級(jí)整體效率會(huì)提升不少。

 

其次反激變壓器在連續(xù)模式下其輸出二極管有反向恢復(fù)問(wèn)題，見下圖：

 

圖4-2-1：連續(xù)模式下輸出二極管反向恢復(fù)問(wèn)題

 

反向恢復(fù)問(wèn)題可等效的看作是在MOS管旁并聯(lián)了一個(gè)大電容造成開啟瞬間出現(xiàn)一個(gè)電流尖峰，根據(jù)反激開關(guān)電源的工作機(jī)理增大漏感可以抑制這個(gè)電流尖峰，見圖4-2-2：

 

圖4-2-2：漏感可抑制輸出二極管反向恢復(fù)造成的電流尖峰

 

在以往情況下增加漏感意味著損耗增大效率降低，漏感小又有反向恢復(fù)問(wèn)題效率也會(huì)降低只能折中選取一個(gè)漏感。當(dāng)采用這種新拓?fù)涞脑拞?wèn)題就容易解決了，可以增大漏感又不影響效率。

 

在前面圖2中初級(jí)線圈n1、n3是采用雙線并繞，在這個(gè)應(yīng)用中不采用并繞的方式或者是額外引入漏感使n1、n3線圈都寄生有漏感，電路如下：

 

圖4-2-3：解決輸出二極管反向恢復(fù)問(wèn)題的電路

 

仿真結(jié)果如下：

 

圖4-2-4：解決輸出二極管恢復(fù)問(wèn)題的仿真

 

從圖4-2-4中可以看出增加的漏感Lkn3很好的抑制了電流尖峰，不過(guò)漏感Lkn3上的能量只能傳遞回電源形成無(wú)功功率，好在這部分能量不大無(wú)功損耗也就更小了。

 

有一篇叫做“反激變換器繞組鉗位電路的設(shè)計(jì)與分析”的文章與這里的電路非常的相似。那個(gè)電路所具有的優(yōu)點(diǎn)也是這個(gè)電路的優(yōu)點(diǎn)，從而驗(yàn)證了之前的理論和仿真結(jié)果。不過(guò)這里的電路有著更優(yōu)異的特點(diǎn)，見下面兩個(gè)電路對(duì)比圖：

 

圖4-2-5：那個(gè)電路與這個(gè)電路的對(duì)比

 

兩個(gè)電路的區(qū)別就在于二極管的接法略有不同，圖(b)這個(gè)電路能達(dá)到更高的效率而且可以實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)。

 

可能有人還沒注意到這個(gè)電路區(qū)別于其它電路最優(yōu)異的特點(diǎn)，這個(gè)特點(diǎn)在前面也提到過(guò)見下圖：

 

圖4-2-6：不吸收主電感能量的一種結(jié)構(gòu)

 

假設(shè)初級(jí)兩線圈耦合的好，當(dāng)開關(guān)關(guān)閉時(shí)上圖中的(a)就等效于圖(b)其結(jié)果為主電感被免疫掉了，換言之電容Cm只吸收漏感能量不吸收主電感能量。

 

而無(wú)損吸收電路和文獻(xiàn)中的電路多加了個(gè)二極管也就沒有了這個(gè)優(yōu)異的特點(diǎn)。比如圖4-2-5中(a)或者通常的RCD吸收電路，即使電容C上有很高的的電壓也會(huì)吸收主電感能量只是隨著電壓的升高吸收的比例變小而已，圖4-2-6的這個(gè)結(jié)構(gòu)則完全不吸收其效率和性能還是很值得期待的。后面或許會(huì)仿一個(gè)PFC的應(yīng)用，在寬范圍輸入條件下這種優(yōu)點(diǎn)可能會(huì)體現(xiàn)的更明顯些。

 

有人說(shuō)這個(gè)電路跟speic電路很像，經(jīng)分析發(fā)現(xiàn)了這個(gè)電路同speic電路之間的淵源。

 

圖4-2-7：speic電路與新拓?fù)涞膶?duì)比

 

圖4-2-7中的(a)是speic電路，其輸出功率全部由電容Cm傳遞。將(a)中的輸入電源換個(gè)位置就得到了(b)，圖(b)就是去掉變壓器的新拓?fù)涞牡刃щ娐贰?/div>