如何利用功率放大器實(shí)現(xiàn)功放記憶效應(yīng)電路的設(shè)計(jì)?
發(fā)布時(shí)間:2020-08-24 責(zé)任編輯:lina
【導(dǎo)讀】功率放大器非線性特性產(chǎn)生的失真分量不恒定,例如三階或五階交調(diào)的幅度、相位會隨輸入信號幅度和帶寬的變化而改變。這種失真分量依賴于輸入信號幅度、帶寬的現(xiàn)象通常稱之為功率放大器的記憶效應(yīng)。
1、 功率放大器記憶效應(yīng)產(chǎn)生原因及影響
功率放大器非線性特性產(chǎn)生的失真分量不恒定,例如三階或五階交調(diào)的幅度、相位會隨輸入信號幅度和帶寬的變化而改變。這種失真分量依賴于輸入信號幅度、帶寬的現(xiàn)象通常稱之為功率放大器的記憶效應(yīng)。
輕微的記憶效應(yīng)本身對功率放大器的線性度并無嚴(yán)重影響。即在雙音頻測試中,隨著音頻間隔的增加,如果放大器三階交調(diào)分量的相位旋轉(zhuǎn)不超過10o,且幅度起伏不大于0.5dB,此時(shí)功放的記憶效應(yīng)不會明顯影響鄰近信道功率比,可以不予考慮。然而,當(dāng)功率放大器的上下邊帶的ACPR(an adjacent channel power ratio,相鄰信道功率比)出現(xiàn)較大不對稱現(xiàn)象時(shí),即使三階、五階交調(diào)分量的相位和幅度失真很小,也不能忽略記憶效應(yīng)對放大器的影響。
2 、減弱功放記憶效應(yīng)的基本思路
功放記憶效應(yīng)使射頻預(yù)失真線性化功率放大器的效果有很大退化,為增強(qiáng)射頻預(yù)失真線性化功率放大器的穩(wěn)定性和可靠性,需對所設(shè)計(jì)的功率放大器進(jìn)行減弱記憶效應(yīng)的相關(guān)處理。
降低記憶效應(yīng)的基本想法是:通過附加電路濾除由包絡(luò)和二次諧波控制的三階交調(diào)分量。最簡便的方法是在四分之一波長傳輸線后面的偏置線上,添加輔助電路使包絡(luò)信號和二次諧波短路,但由于傳輸線的離散作用,使得這種方法難以實(shí)現(xiàn)寬帶短路。因此,短路電路網(wǎng)絡(luò)應(yīng)當(dāng)直接加在緊靠柵極和漏極的地方,而不必經(jīng)過四分之一波長傳輸線才短路。短路網(wǎng)絡(luò)可使用LC串聯(lián)電路實(shí)現(xiàn)。
3、 采用附加電路法減弱功放記憶效應(yīng)分析
使用附加電路濾除由包絡(luò)和二次諧波控制的三階交調(diào)分量,對減小功率放大器的記憶效應(yīng)是有效的,現(xiàn)分析如下:
假設(shè)信號的中心頻率為f_{0}、帶寬為f_{U}-f_{L},并帶有二次諧波和包絡(luò)分量。它的頻譜如圖1所示。
通過利用功率放大器減弱功放記憶效應(yīng)電路的設(shè)計(jì)
信號的中心頻率可表示為
f_{0}=frac{f_{U}+f_{L}}{2}≈sqrt{f_{U}f_{L}} (1)
晶體管的一種理想輸出端口匹配電路拓?fù)淙鐖D2。
輸入端口的匹配電路拓?fù)渫瑯硬捎蒙厦娴慕Y(jié)構(gòu)。圖中包括濾除二次諧波和包絡(luò)的LC諧振回路和基波的最優(yōu)匹配電路。為了使濾除二次諧波的LC諧振回路對二次諧波2f_{U}和2f_{L}具有相同的阻抗,則L2與C2組成的諧振回路須在頻率2sqrt{ω_{U}ω_{L}}處振蕩,即
L_{2}C_{2}=1/(4ω_{U}ω_{L})≈1/(2ω_{0})^{2} (2)
假設(shè)濾除包絡(luò)的LC諧振回路和基波匹配電路的阻抗在二次諧波頻率處非常大,則輸出負(fù)載阻抗Z_{L},_{ext}(2f_{U})和 Z_{L},_{ext}(2f_{L})是共軛的,它們的模為
∣Z_{L,ext}(2f_{U})∣=∣Z_{L,ext}(2f_{L})∣=4πL_{2}(f_{U}-f_{L}) (3)
顯然,Z_{L,ext}(2f_{U})和Z_{L,ext}(2f_{L})與電感L2和信號帶寬有關(guān)。
為了將包絡(luò)信號短路,須使用一個(gè)大電容Cg。同樣地,假設(shè)濾除二次諧波的LC回路和基波匹配電路在信號帶寬頻率處的阻抗非常大,則Z_{L,ext}(f_{U}-f_{L})的模可表示為
∣Z_{L,ext}(f_{U}-f_{L})∣=2πL_{e}(f_{U}-f_{L}) (4)
若電感L2與Le的值相同,那么阻抗Z_{L,ext}(f_{U}-f_{L})將是Z_{L,ext}(2f_{U})的二分之一。最后,需要匹配的優(yōu)化基波阻抗為
jX_{opt}(ω)=[jωL_{2}+1/(jωC_{2})]// jωL_{e}// jωC_{ds} (5)
其中ω_{L}≤ω≤ω_{U},如果濾除二次諧波和包絡(luò)的LC諧振回路在基波頻率處的阻抗非常小,則在實(shí)際中難以將這個(gè)優(yōu)化基波阻抗匹配到實(shí)際的負(fù)載阻抗,故匹配的難度將限制L2、Le和C2的取值。根據(jù)要求,可以得到濾除二次諧波和包絡(luò)的LC諧振回路的最小阻抗值。因此,在設(shè)計(jì)短路網(wǎng)絡(luò)的時(shí)候,應(yīng)注意使濾除二次諧波和包絡(luò)的LC諧振回路在基波頻率處的阻抗要大于這個(gè)最小值。
4、 某軍用集群系統(tǒng)基站降低功放記憶效應(yīng)的實(shí)現(xiàn)
軍用集群系統(tǒng)所用的頻率范圍一般為400~420MHz,其基站的功率放大器通常使用封裝后的晶體管,故實(shí)際中不得不考慮封裝引腳的電感效應(yīng)。當(dāng)和外部匹配電路配合使用時(shí),封裝引腳的寄生電感具有改善晶體管的穩(wěn)定性、增加有用帶寬的優(yōu)點(diǎn)。以MRF5P21180HR6 LDMOSFET為例,這種晶體管由兩個(gè)90W的功率單元構(gòu)成,能達(dá)到180W的功率峰值。封裝后單個(gè)功率單元的等效電路如圖3所示。
在包絡(luò)這種低頻下,小電容的阻抗非常大,并聯(lián)結(jié)構(gòu)中可忽略不計(jì)。則針對包絡(luò)分量的阻抗和頻率ω、Lg1、Lg2和Ld2有關(guān)系,并可求出阻抗Z_{S,ext}(f_{U}-f_{L})和Z_{l,ext}(f_{U}-f_{L})的表達(dá)式:
∣Z_{S,ext}(f_{U}-f_{L})∣=2π(L_{g1}+L_{g2}+L_{e})(f_{U}-f_{L}) (6)
∣Z_{S,ext}(f_{U}-f_{L})∣=2π(L_{d2}+L_{e})(f_{U}-f_{L}) (7)
另一方面,對于二次諧波分量,柵極和漏極外相應(yīng)的阻抗Z‘_{S,ext}(ω=2ω_{1}≈2ω_{2})和Z’_{L,ext}(ω=2ω_{1}≈2ω_{2})的表達(dá)式為,
Z‘_{S,ext}(ω=2ω_{1}≈2ω_{2})=-﹛1/jωC_{pad}/2)//[jωL_{g2}+ (jωL_{g1}//1/jωC_{g,mos})]﹜(8)
Z’_{L,ext}(ω=2ω_{1}≈2ω_{2})=?[1/(jωC_{pad}/2)//jωL_{d2} (9)
等式(8)、(9)很容易用包含串聯(lián)LC諧振回路的匹配電路實(shí)現(xiàn),這是因?yàn)槎沃C波分量的相對帶寬要比包絡(luò)分量的相對帶寬窄得多,故濾除包絡(luò)分量比濾除二次諧波分量的難度更大。因此,包絡(luò)分量對記憶效應(yīng)的作用要比二次諧波分量更大。在實(shí)際應(yīng)用中,由于包絡(luò)分量對功率放大器的記憶效應(yīng)起主要作用,故一般只對濾除包絡(luò)分量的輔助電路進(jìn)行優(yōu)化,高頻下可用某些寄生參數(shù)較強(qiáng)的大電容(如鉭電容)來代替濾除包絡(luò)分量的串聯(lián)LeCe諧振回路。
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