高性能艦載繪圖機要求在強電磁干擾（EMI）的環(huán)境下能正常工作，為此，繪圖機的各個系統和子系統其性能指標必須滿足國家有關艦載電子設備的標準。為了滿足其性能要求，本文在一般穩(wěn)壓電源設計的基礎上，主要從形成電磁干擾的3個要素，即干擾源，傳播途徑和受干擾設備著手，介紹了在電源的設計過程中，如何抑制干擾源，直接消除干擾原因，切斷電磁干擾的途進；以及提高受干擾設備的抗擾能力，減低其對噪聲的敏感度。

　　

　　

　　

輸入：220 V±10％，50 Hz。

　　

輸出電壓／穩(wěn)定工作電流：5 V／03 A±12 V／＜±0．1 A

　　

24 V／06 A 26～34 V（靜態(tài)可調）／0．6 A峰值電流／穩(wěn)定工作電流：＞2 A

　　

功率相關性：各路輸出應能同時達到最大值。

　　

EMI通過國家有關艦載電子設備標準測試。

　　

　　

電子設備在工作時，需要穩(wěn)定的直流電壓。電網一般是220 V，50 Hz，電壓波動可達±10％，而且可能含有尖峰、浪涌或高頻干擾。因此直流穩(wěn)壓電源需要完成以下任務：

　　

①AC-DC高效轉換；

　　

②輸出電壓穩(wěn)定；

　　

③抑制電網上的干擾，較小的傳導發(fā)射及電磁輻射。

　　

從基本原理上，有線性穩(wěn)壓電源及開關電源。

　　

　　

并聯型線性穩(wěn)壓電源用并聯穩(wěn)壓二極管吸收額外的電流，要求輸入電源具有較高內阻，適用于負載電流較小的場合。效率低。

 

串聯型線性穩(wěn)壓電源在輸入電源及負載之間串聯電壓調整管，將Vin-Vout轉換為調整管上的發(fā)熱。使用雙極型晶體管時需要較大的壓差（通常超過2 V），使用MOS管時可以在極小的壓差（100 mV）下工作，但允許電流較小，且成本較高。

　　

效率分析當輸入電壓范圍為220 V±10％時，整流濾波后的電壓為Vin±10％。串聯型穩(wěn)壓電路要求Vin-10%-Vout>dV。dV為輸入輸出最小壓差，對雙極型調整管，dV＞2 V。效率：

可見，在輸入電壓最低時，線性電源具有最高的效率。當輸出電壓較低時，2 V壓差對效率有嚴重影響。

 

　　

　　

以脈沖形式將輸入直流電源的能量儲存到電感或電容中，再用整流濾波方法將電感或電容兩端的電壓轉換為直流電壓。入電壓可以是經變壓器降壓整流濾波的，也可以直接對市電整流濾波，甚至對市電只整流不濾波（EMI極?。?，在功率很小時還可以用串聯電容降壓的方法。調整方法可以是寬度調制或頻率調制。

　　

由于調壓器件工作于開關方式，因此效率極高（一般90％），且允許輸入電壓大范圍變化。當脈沖頻率較高時，儲能及濾波器件可以較小，因此體積很小，甚至不需要電源變壓器。

　　

由于調壓器件工作于開關方式，因此dV，dI很大，容易產生較強的傳導發(fā)射及輻射發(fā)射。

　　

　　

電容器應具有較好的高頻響應，較低的ESR。由于開關頻率較高，因此無論輸入輸出端都有較強的高頻差模傳導發(fā)射。由于高低電位段具有不同的對地阻抗；而且地線網絡對高頻有較大阻抗，使兩條線對大地形成不同的阻抗，即，對高頻差模電壓產生不同的相移，則這種差模電壓會轉化為共模電壓。共模干擾一旦產生，就很難濾除。

　　

綜上所述，設計開關電源時，應盡量減少高頻傳導發(fā)射及磁場輻射。為了減少高頻共模干擾，需注意合理布線，降低高頻阻抗，減少環(huán)路面積。

　　

開關電源通常要求輸入、輸出EMI濾波器。

 

　　

開關電源的優(yōu)點是效率高、小巧、輸入電壓范圍很寬，缺點是輸出紋波大，容易產生共模干擾。

　　

線性電源的缺點是效率低、笨重、輸入電壓范圍較窄，優(yōu)點是電路簡單、輸出紋波小，不產生輻射干擾。

　　

大幅面繪圖機具有較大體積及重量，因此對電源體積無特殊要求；使用220 V電源，波動一般不超過10％；要求的輸出電壓固定，且低輸出電壓的電流不是很大，因此可以使用線性電源。

　　

根據以上考慮，擬采用線性電源為主、開關電源為輔的混合設計思路。

　　

使用線性電源時，輸入電壓范圍、輸出電壓調節(jié)及效率之間是相互矛盾的。因此本電源限定26～34 V為靜態(tài)可調，輸入電壓波動范圍為±10％。

　　

　　

均為小功率，且電壓接近，通常統一考慮。

　　

±12 V：一般使用MAX742／743實現，優(yōu)點是：單片，且輸入可以是3～11 V。若用7812／7912，則需額外的兩個繞組，且效率較低。若電流小于±125 mA，則可以使用MAX743。

　　

5 V：次級繞組＋整流濾波＋使用7805?？蛇x的LDO：LT1763／500 mA，LT1129／700 mA，MAX603／500 mA。

　　

　　

主要功率集中在24 V和30 V，且二者電壓、功率接近。方案：

　　

①220VAC-24VDC；220VAC-30VDC可調：體積大，余量大，EMI大，似乎不合適。

　　

②分別設計次級繞組，再分別整流、濾波、串聯穩(wěn)壓，似乎多余。

　　

③希望少用一個次級繞組，則至少有一路用開關電源（DC-DC變換器）實現。由于希望30 V可調，因此用DC-DC變換方法產生30 V較合適，不但高效，而且調壓方便。缺點是：需用專用DC-DC模塊，不適于單件生產DC-DC的輸出是30 V（26～35 V），輸入可以考慮：

　　

①24 V：使用升壓模塊。缺點是Vin24 V（～30 V）24 V發(fā)熱嚴重，效率較低。

　　

②Vin 24 V（～30 V）：與輸出電壓重疊，難以使用開關電源，（在小功率場合，可以使用：升壓變換＋LDO）。

 

③Vin5 V（8～10 V）：易選用升壓模塊。缺點是與5 V共用輸入。但由于有5 V穩(wěn)壓器，因此不會影響5 V。

　　

綜上所述，24 V方案：次級繞組＋整流＋濾波＋集成三端穩(wěn)壓器。

　　

30 V方案1：次級繞組＋整流濾波＋集成三端穩(wěn)壓器。多了一個次級繞組及整流橋，但各路獨立，易于維護，負荷均勻。適于不調壓方案。

　　

30V方案2：Vin5(8-10V)+DC-DC升壓。適于調壓方案。缺點：升壓模塊較為專用。

　　

EMI設計方案如圖1所示。

　　

為了提高性能，使用三環(huán)路EMI濾波器（雙CM＋單DM）。

　　

濾波器在實際運用中存在效果相差很多的現象，特別發(fā)生在重載情況下。造成這一問題的主要原因可能是濾波器中的電感器件在重載和滿載時，產生飽和現象，其中尤以有差模電感的濾波器為多。因差模電感要流過電源火線或零線中的全部工作電流，如果差模電感設計不當，電流一大，就很容易飽和，可使用非飽和鐵粉芯。濾波器的工作原理是在射頻電磁波的傳輸路徑上形成很大的特性阻抗不連續(xù)，將射頻電磁波中的大部分能量反射回源處。大多數濾波器的性能是在源和負載阻抗均為50的條件下測得的，濾波器的性能在實際情況下不可能達到最佳。

　　

兩級或更多級的濾波器，可以使內部接點保持在相對穩(wěn)定的阻抗上，因此對負載及源的阻抗依賴不是很大，可以提供接近50／50指標的性能。

　　

　　

使用整流濾波方法實現AC-DC轉換時，輸入電流含有較大諧波分量。當后面有DC-DC模塊時，由于DC-DC模塊的輸入電流是強脈沖形式，且不與電源頻率同步，因此對濾波后的電壓有影響，使交流輸入電流諧波特性惡化。

　　

對于傳導發(fā)射測試，差模抑制是主要問題。電容器、差模電感的取值比較重要。為了減小傳導發(fā)射，還需要使電源電流的變化率減小。

　　

電原理上的基本措施：適當減小濾波電容，在變壓器初級及次級引線上加磁環(huán)（相當于EMI濾波器增加了一個環(huán)路）、并聯小電容器。為了保護整流橋堆，需要在整流二極管上并聯小電容器。

 

可見，濾波電容是傳導發(fā)射的基本原因。可以去掉濾波電容，但后面只能用專用的DC-DC模塊，電路復雜。目前仍然常用濾波電容，只是設法減小電源線上的電流變化率。方法有：在電源線上串接磁環(huán)，并聯小電容器，形成差模濾波。

　　

　　

尖峰脈沖的寬度約為5μs，頻率約5 Hz。而市電半波寬度為10 ms，二極管導通時間約為1 ms，超過尖峰脈沖寬度的100倍，因此儲能電容器上的電壓不會明顯升高。可能對整流及濾波輸出電壓有一定影響。估計不會影響穩(wěn)壓輸出電壓。

　　

一般地，變壓器可以承受較大的尖峰電壓，需注意整流二極管的耐壓要求。

　　

對電源線尖峰及浪涌的保護措施：一般使用氧化鋅壓敏電阻，他能多次耐受長達10 ms的浪涌。新器件有TVS（瞬態(tài)電壓保護），他能吸收的浪涌能量有限，但電壓轉折特性較好。建議使用氧化鋅壓敏電阻。

　　

　　

注意感性元件的屏蔽，以及電纜及長導線的處理。采取屏蔽措施。

　　

（5）電場、磁場輻射敏感度注意屏蔽，減小環(huán)路面積。

　　

（6）系統接地在變壓器初次級之間加入屏蔽層，并于EMI濾波器外殼連接，形成機殼地。

　　

　　

電路圖如圖2所示。

　　

該電源的設計經過實際檢測，其行能指標基本滿足有關標準要求。工作性能良好。