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在光電流應(yīng)用中應(yīng)如何補(bǔ)償電流反饋放大器?
發(fā)布時(shí)間:2019-03-13 責(zé)任編輯:lina
【導(dǎo)讀】電流反饋放大器(CFA)歷來都不是跨阻放大器(TIA)的首選,因?yàn)樗鼈兙哂休^高的反相輸入電流和反相輸入電流噪聲,可能比同等級(jí)電壓反饋放大器(VFA)至少高出一個(gè)數(shù)量級(jí)。
簡介
電流反饋放大器(CFA)歷來都不是跨阻放大器(TIA)的首選,因?yàn)樗鼈兙哂休^高的反相輸入電流和反相輸入電流噪聲,可能比同等級(jí)電壓反饋放大器(VFA)至少高出一個(gè)數(shù)量級(jí)。另外,許多系統(tǒng)設(shè)計(jì)師對(duì)CFA并不熟悉,因?yàn)椴淮笤敢馐褂盟鼈?。然而,事?shí)上,CFA使用起來非常簡單,而且在要求高增益、低功耗、低噪聲、寬帶寬和高壓擺率的應(yīng)用中,其性能可能超過VFA。其主要優(yōu)勢(shì)之一是,一個(gè)理想CFA的環(huán)路增益獨(dú)立于其閉環(huán)增益,為此,CFA可以實(shí)現(xiàn)出色的諧波失真和帶寬性能,而不受其閉環(huán)增益的影響。
因超低的輸入偏置電流和輸入電流噪聲,F(xiàn)ET輸入運(yùn)算放大器往往是TIA應(yīng)用的首選,尤其是將低輸出電流器件(如光電元件)用作輸入電流源的應(yīng)用。盡管FET輸入放大器在諸多此類應(yīng)用中技高一籌,但其速度卻可能無法滿足需要更快性能的系統(tǒng)要求。因此,在可以耐受較大噪聲、速度更快的系統(tǒng)中,越來越多地將CFA用作TIA。
本文旨在探討光電二極管或其他光-電流傳感器的寄生電容對(duì)用作TIA的CFA的影響,以及如何針對(duì)這種電容對(duì)放大器進(jìn)行補(bǔ)償。同時(shí)簡要介紹CFA運(yùn)行模式,并說明CFA和VFA分析法之間的相似之處。本文不使用VFA電路"噪聲增益"或者CFA電路"反饋?zhàn)杩?quot;分析法。相反,采用基于環(huán)路增益的經(jīng)典反饋理論,以避免在電流和電壓域之間來回轉(zhuǎn)換時(shí)遇到的困難(環(huán)路增益始終是一個(gè)無維度的量),而且該理論還可產(chǎn)生直觀、易用的波特圖。
電流反饋放大器的基本知識(shí)
理想的CFA的輸入阻抗為零——其輸入端跨接完全短路——因?yàn)樨?fù)反饋信號(hào)為電流。相對(duì)地,理想的VFA的輸入阻抗則是無窮大,因?yàn)槠浞答佇盘?hào)為電壓。CFA檢測(cè)在其輸入端中流過的誤差電流,并形成等于Z與輸入電流之積的輸出電壓,其中,Z表示跨阻增益。須正確定義誤差電流的方向,以產(chǎn)生負(fù)反饋。與VFA中的A相似,在理想CFA中,Z接近無窮大。圖1所示基本原理展示了如何將理想的CFA配置成TIA,以便將來自理想電流源的電流轉(zhuǎn)換為輸出電壓。
圖1. 用作TIA的理想CFA
該TIA的閉環(huán)增益可以表示為
(1)
等式1表示,Z接近無窮大,TIA增益則接近其理想值RF。隨著Z接近無窮大,誤差電流 ie接近零,所有輸入電流均流過RF。在等式1中,環(huán)路增益表示為
不幸的是,理想的CFA是不存在的,因此,實(shí)用器件一般都退而求其次:在其輸入端跨接一個(gè)單位增益緩沖器。電流鏡將誤差電流反射至一個(gè)高阻抗節(jié)點(diǎn),在此,誤差電流被轉(zhuǎn)換成電壓,緩沖后饋入輸出端,如圖2所示。
圖2. 用作TIA的實(shí)用CFA(帶單位增益緩沖器)
只要 Ro = 0,則閉環(huán)增益與等式1中的閉環(huán)增益相同。當(dāng)Ro > 0時(shí),閉環(huán)增益變成
(2)
且環(huán)路增益為
使用實(shí)用元件設(shè)計(jì)TIA
光電二極管和其他光電器件表現(xiàn)出一種與器件面積成比例的寄生分流電容。當(dāng) Ro = 0時(shí),該電容完全自舉,因而不會(huì)影響閉環(huán)響應(yīng)。在實(shí)際CFA中,Ro > 0,并且寄生電容會(huì)影響響應(yīng),結(jié)果可能導(dǎo)致電路不穩(wěn)定。另外,就像VFA中的開環(huán)增益A一樣,在實(shí)際CFA中,Z的幅度在低頻下較大,隨著頻率的增加而滾降,而隨著頻率的增加,相移表現(xiàn)出更大遲滯。對(duì)于一階,Z(s)的特性可以描述為單個(gè)主極點(diǎn),其中,s = p直流跨阻為Zo,如等式3所示。Z(s)中的高頻極點(diǎn)稍后再作討論。
(3)
圖3中的電路包含寄生電容C和跨阻Z(s)。請(qǐng)注意,CFA的反相輸入電容可以并入C。
圖3. 基于實(shí)用型CFA的TIA(含寄生電容)
通過在反相輸入端執(zhí)行KCL,可求得等式4。
(4)
誤差電流, ie, 為
(5)
結(jié)合等式4和等式5,可以得到如下結(jié)果,即圖3所示電路的閉環(huán)TIA增益:
(6)
等式6中的環(huán)路增益非常明顯,可通過以下等式求得
(7)
環(huán)路增益含有兩個(gè)極點(diǎn),一個(gè)低頻極點(diǎn)s = p 以及一個(gè)高頻極點(diǎn)
當(dāng) Ro<< RF時(shí), RF 和 Ro的并聯(lián)結(jié)果可以通過Ro近似求出。如果在高頻極點(diǎn)發(fā)生的頻率下,環(huán)路增益的幅度大于0 dB,則這兩個(gè)極點(diǎn)會(huì)帶來穩(wěn)定性問題。當(dāng)Ro 和 C 較小時(shí),寄生極點(diǎn)發(fā)生的頻率高于交越頻率,放大器穩(wěn)定。但在多數(shù)TIA電路中,情況并非如此,因此,我們必須找到一種辦法,對(duì)反相輸入寄生電容進(jìn)行補(bǔ)償。
添加一個(gè)反饋電容(題外話)
帶有單極點(diǎn)傳遞函數(shù)(如等式3所示)的CFA在任何反饋電阻值下都表現(xiàn)穩(wěn)定,因?yàn)槠浞答伃h(huán)路周圍的遲滯相移被限制為–90°。但實(shí)際CFA的次要極點(diǎn)在高頻下會(huì)帶來較大的相移遲滯,因此,為了確保穩(wěn)定性,實(shí)際會(huì)對(duì) RF 的最小值做出限制(45°一般是可接受的最小相位裕量)。此后,Z(s)將包含一個(gè)高頻極點(diǎn)s = pH和一個(gè)主極點(diǎn) s = p。
為了確保反饋?zhàn)杩共蛔兂闪悖ǔ=ㄗh在任何CFA電路中都不應(yīng)使用反饋電容。然而,事情并非如此簡單,因?yàn)樵诜茸兓酝?,反饋電容還會(huì)導(dǎo)致相移。本節(jié)將考察將一個(gè)反饋電容添加至基于CFA的TIA時(shí)產(chǎn)生的結(jié)果,暫且忽略寄生輸入電容。在圖2所示電路中,在反饋電阻RF上跨接一個(gè)反饋電容CF,結(jié)果形成一個(gè)極點(diǎn),并在環(huán)路增益中產(chǎn)生一個(gè)零。ZF 定義為 RF 和 CF的并聯(lián)結(jié)果:
(8)
如果以ZF取代等式2中的RF ,則閉環(huán)增益可表示為等式9。
(9)
此時(shí),環(huán)路增益為
(10)
環(huán)路增益有一個(gè)來自Z(s)的主極點(diǎn) s = p 和一個(gè)高頻極點(diǎn) s = pH 。另外,受增加的反饋電容的影響,在
時(shí)形成一個(gè)極點(diǎn),在
時(shí)產(chǎn)生一個(gè)零。
在波特圖中,CF 導(dǎo)致的零產(chǎn)生時(shí)的頻率低于CF導(dǎo)致的極點(diǎn),因?yàn)榱泐l率表達(dá)式的分母中含有RF ,而極點(diǎn)頻率表達(dá)式的分母中則含有(Ro||RF)。一種基于CFA的可能TIA(含CF (等式10))的波特圖如圖4所示。
圖4. 基于CFA的TIA(含反饋)的波特圖
隨著頻率的增加,零會(huì)導(dǎo)致幅度不斷提高,相移不斷加大,從穩(wěn)定性角度來看,在某些情況下,這可能是一件好事。但在圖4所示系統(tǒng)中,零出現(xiàn)在環(huán)路增益跨過0 dB之處,而pH 下的極點(diǎn)則在跨交越點(diǎn)–40 dB/十倍頻程時(shí)導(dǎo)致幅度漸近線下降。藍(lán)色虛線表示不含CF的環(huán)路增益,采用的是等式2以及雙極點(diǎn)版本的Z(s)(見等式11)。
(11)
F圖4表明,當(dāng)無CF時(shí),放大器表現(xiàn)穩(wěn)定,但在添加CF之后,則會(huì)產(chǎn)生穩(wěn)定性問題。圖4中的坐標(biāo)圖并不完全排除反饋電容的使用,因?yàn)樵撎囟╖(s)并不代表所有CFA,而且未使用實(shí)際電阻和電容值;盡管如此,圖中確實(shí)表明,高頻極點(diǎn)會(huì)限制可以安全應(yīng)用的反饋電容。圖4同時(shí)表明,可以向一個(gè)帶單極點(diǎn)傳遞函數(shù)的假想CFA安全添加任意量的反饋電容,而添加反饋電容會(huì)增加其閉環(huán)帶寬。
使用CF導(dǎo)致的零抵銷寄生電容導(dǎo)致的極點(diǎn)
以上簡要介紹了向CFA添加CF產(chǎn)生的影響,從中可以看出,可以安全使用CF 來補(bǔ)償輸入電流源的寄生分流電容。
圖3所示電路的閉環(huán)增益表示為等式6。為了厘清添加反饋電容對(duì)該電路的影響,可用ZF取代等式6中的RF ,與推導(dǎo)等式9的方法相似,其中,ZF 由等式8定義。電路如圖5所示。
圖5. 基于實(shí)用CFA的TIA(用CF 補(bǔ)償寄生電容)
圖5所示電路的閉環(huán)增益可通過等式12求得:
(12)
根據(jù)該等式,可以算出環(huán)路增益為
(13)
等式13中,因CF導(dǎo)致的零與等式10中的零相同,但CF 導(dǎo)致的極點(diǎn)則從
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通過向CF添加C,可以移動(dòng)極點(diǎn)位置,以匹配零的位置,從而抵銷掉輸入電流源的寄生電容C導(dǎo)致的極點(diǎn)。在等式13中,將CF和C導(dǎo)致的極點(diǎn)頻率設(shè)為因CF導(dǎo)致的零頻率,則得到等式14:
(14)
等式14所示為計(jì)算CF的值的簡單公式,該值可抵銷圖5所示TIA中的寄生電容C導(dǎo)致的環(huán)路增益中的極點(diǎn)。以這種方式將極點(diǎn)零完美抵銷之后,環(huán)路增益會(huì)回歸最初形式,含有主極點(diǎn)和高頻極點(diǎn),如等式11所示。至此,閉環(huán)增益可以表示為等式15。
(15)
在使用等式14時(shí),遇到的主要困難是確定Ro,該值是可變的,而且CFA數(shù)據(jù)手冊(cè)中未必提供其額定值。然而,只要環(huán)路增益圖的斜率在通過0dB時(shí)合理接近–20 dB/十倍頻程,則極點(diǎn)-零抵銷無需如此精確。等式14表明,CF 隨 Ro 線性遞減,因?yàn)殡S著 Ro 接近0,自舉發(fā)生次數(shù)會(huì)增加,其中,C完全自舉,所需 CF等于0。等式14也可表示為一種匹配時(shí)間常數(shù)形式,如RoC = RFCF。等式14的匹配時(shí)間常數(shù)形式與對(duì)VFA進(jìn)行寄生求和節(jié)點(diǎn)電容補(bǔ)償時(shí)獲得的結(jié)果非常相似: RGCG = RFCF,其中 RG為VFA增益電阻,CG 為RG的交越電容,該電容一般為寄生求和節(jié)點(diǎn)電容。然而,獲得這種優(yōu)勢(shì)是需要付出代價(jià)的。雖然添加CF可使TIA變穩(wěn)定,但同時(shí)也會(huì)在
時(shí)在閉環(huán)增益中導(dǎo)致一個(gè)極點(diǎn),如等式12和等式15所示。等式15所描述的閉環(huán)增益可以視為傳遞函數(shù)相乘的兩個(gè)級(jí)聯(lián)系統(tǒng)。第一個(gè)系統(tǒng)的傳遞函數(shù)為等式15中最左側(cè)的因子,維度為歐姆。第二個(gè)系統(tǒng)的傳遞函數(shù)為等式15中最右側(cè)的因子,無維度。
第二個(gè)系統(tǒng)的響應(yīng)取決于環(huán)路增益,只要環(huán)路增益幅度在–20 dB/十倍頻程時(shí)跨過0 dB,就可以模擬為一個(gè)一階傳遞函數(shù)。基本反饋理論表明,如果達(dá)到這一滾降條件,當(dāng)環(huán)路增益幅度>>1時(shí),第二個(gè)系統(tǒng)的閉環(huán)增益幅度約等于單位增益,當(dāng)環(huán)路增益幅度<<1時(shí),則跟隨環(huán)路增益幅度。閉環(huán)增益中的3-dB點(diǎn)出現(xiàn)在環(huán)路增益幅度跨過0 dB時(shí)的頻率(如果斜率略快于–20 dB/十倍頻程,則在接近0-dB交越點(diǎn)之處,閉環(huán)響應(yīng)中會(huì)出現(xiàn)一些峰化)。因此,在一個(gè)穩(wěn)定的放大器中,第二個(gè)系統(tǒng)可以近似模擬為一個(gè)一階、低通濾波器,其單位增益處于通帶中,且截止頻率等于環(huán)路增益幅度跨過0 dB時(shí)的頻率。第一個(gè)系統(tǒng)的傳遞函數(shù)為反饋因子的倒數(shù),其響應(yīng)為簡單的一階、低通響應(yīng),直流值為RF,轉(zhuǎn)折頻率為
憑直覺可以看出,CF 導(dǎo)致的額外極點(diǎn)是意義的,因?yàn)檩敵鲭妷菏橇鬟^反饋?zhàn)杩沟碾娏餍纬傻?,而反饋?zhàn)杩闺S頻率增加而下降。當(dāng)CF 的電抗等于RF的值時(shí),會(huì)形成極點(diǎn)。在使用反饋電容補(bǔ)償、基于VFA的TIA中會(huì)發(fā)生相同的情況。不過可以略微擴(kuò)大閉環(huán)帶寬,其方法是從根據(jù)等式14計(jì)算的值開始,小心地減小CF ,移出極點(diǎn)頻率,并縮減相位裕量,但這只能嘗試著做。
仿真數(shù)據(jù)
為了測(cè)試該結(jié)果,我們針對(duì)CFA提出了一種簡單的仿真模型,其中,Zo = 1 MΩ, p = –2π (100 kHz), pH = –2π (200 MHz), Ro = 50 Ω,且 RF = 500 Ω。環(huán)路增益的幅度則可通過以這些值代入等式11中的幅度計(jì)算得到。
(16)
結(jié)果約等于1,其中 f = 145 MHz.
145 MHz時(shí)的環(huán)路增益相移為
(17)
結(jié)果得到大約54°的相位裕量,對(duì)于無寄生電容的基本CFA來說,這是一個(gè)不錯(cuò)的起點(diǎn)。
圖6所示為該模型的響應(yīng)仿真情況,其中,電流階躍輸入上升時(shí)間為1-ns。
圖6. 基本TIA的階躍響應(yīng)(無寄生電容)(20 ns/div)
響應(yīng)非常干凈,響鈴振蕩已減至最小——為54°相位裕量條件下的應(yīng)有水平。對(duì)于同一放大器,當(dāng)在反相輸入端和接地之間添加一個(gè)50 pF的寄生電容時(shí),其階躍響應(yīng)如圖7所示。
圖7. 階躍響應(yīng)(反相輸入端與接地之間存在50 pF的電容)(20 ns/div)
圖7中的縱坐標(biāo)與圖6相同,只是軌跡下移了一個(gè)刻度,以適應(yīng)響鈴振蕩。顯然存在過多響鈴振蕩,這種放大器明顯有相位裕量問題。
放大器可以通過添加一個(gè)反饋電容(其值通過等式14決定)來實(shí)現(xiàn)穩(wěn)定化,經(jīng)計(jì)算,該電容為5 pF。圖8 所示為添加5-pF反饋電容后的結(jié)果。
圖8. 階躍響應(yīng)(以5 pF反饋電容實(shí)現(xiàn)極點(diǎn)/零抵銷)(20 ns/div)
顯然,閉環(huán)增益中的極點(diǎn)會(huì)對(duì)頻帶形成限制。原始放大器的環(huán)路增益0-dB交越確定為145 MHz,相當(dāng)于一階系統(tǒng)中約1.1的時(shí)間常數(shù),RFCF時(shí)間常數(shù)為2.5 ns(注意,0-dB交越時(shí),環(huán)路增益幅度滾降速率略快于–20 dB/十倍頻程,因?yàn)橄辔辉A可儆?0°,但一階閉環(huán)模型是一種比較精確的近似模型)。使用由兩個(gè)級(jí)聯(lián)系統(tǒng)構(gòu)成的上述模型,級(jí)聯(lián)系統(tǒng)的合并時(shí)間常數(shù)可以估算為兩個(gè)時(shí)間常數(shù)的方和根(輸入電流源10%至90%的上升時(shí)間為1ns,相當(dāng)于次納秒級(jí)的有效時(shí)間常數(shù),可忽略不計(jì)),即2.7 ns左右,似乎與圖7所示響應(yīng)相符合。
將 CF 降為3 pF 可以略微減少相位裕量,加大閉環(huán)極點(diǎn)頻率,由此提升速度,如圖9所示。
圖9. 階躍響應(yīng)(帶3-pF反饋電容)(20 ns/div)
顯然,要獲得最佳的CF的值,需要進(jìn)行一些實(shí)驗(yàn)。諸如負(fù)載電容、電路板布局、Ro變化等因素在挑選CF時(shí)也是需要考慮的。
結(jié)論
隨著將CFA用作TIA的做法日漸盛行,有必要了解如何對(duì)CFA反相輸入端的傳感器電容進(jìn)行補(bǔ)償,有必要了解補(bǔ)償機(jī)制的工作原理。本文基于經(jīng)典反饋技術(shù),提出了一種簡便辦法,即將一個(gè)反饋電容與反饋電阻并聯(lián)起來,對(duì)反相輸入電容進(jìn)行補(bǔ)償。反饋電容會(huì)在閉環(huán)響應(yīng)中導(dǎo)致一個(gè)無用極點(diǎn),但可以基于計(jì)算所得值對(duì)電容的值進(jìn)行調(diào)整,以減少極點(diǎn)對(duì)頻帶的限制作用。
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