當(dāng)今有哪些工業(yè)領(lǐng)域使用流量計(jì)？

 

"若不能度量，則無法管理。"這是工業(yè)領(lǐng)域的一句口頭禪，尤 其適合于流量測(cè)量。簡單說來，對(duì)流量監(jiān)測(cè)的需求越來越多， 常常還要求更高速度和精度的監(jiān)測(cè)。有幾個(gè)領(lǐng)域中，工業(yè)流量 測(cè)量很重要，比如生活廢棄物。隨著人們?cè)絹碓疥P(guān)注環(huán)境保護(hù)， 為使我們的世界更干凈衛(wèi)生、污染更少，廢棄物的處置和監(jiān)測(cè) 就變得非常重要。人類消耗著大量的水，隨著全球人口增長， 用水量會(huì)越來越大。流量計(jì)至關(guān)重要，既能監(jiān)測(cè)生活廢水，也 是污水處理廠過程控制系統(tǒng)不可或缺的一部分。

 

圖1. 污水處理廠簡圖

 

流量計(jì)還被用于許多工業(yè)控制過程，包括化學(xué)/制藥、食品飲 料、紙漿造紙等。此類應(yīng)用常常需要在有大量固體存在的情況 下測(cè)量流量 — 大部分流量技術(shù)不能輕松勝任這一要求。

 

輸送計(jì)量領(lǐng)域處理兩方之間的產(chǎn)品轉(zhuǎn)移和支付，需要高端流量 計(jì)。實(shí)例之一是通過大型管道系統(tǒng)輸送油品。在這種應(yīng)用中， 流量測(cè)量精度隨時(shí)間的變化即便很微小，也可能導(dǎo)致某一方損 失或獲得重大利益。

 

電磁感應(yīng)技術(shù)為什么非常適合液體流量測(cè)量？

 

對(duì)于液體流量測(cè)量，電磁流量計(jì)技術(shù)有多種優(yōu)勢(shì)。它的傳感器 一般是連接到管道中，其直徑與管道直徑一致，因而測(cè)量時(shí)不 會(huì)干擾或限制介質(zhì)的流動(dòng)。由于傳感器不是直接浸沒在液體 中，沒有活動(dòng)部件，因此不存在磨損問題。

 

電磁方法測(cè)量的是體積流量，這意味著測(cè)量對(duì)流體密度、溫度、 壓力和粘度等參數(shù)的變化不敏感。一旦用水標(biāo)定電磁流量計(jì)， 就可以使用它來測(cè)量其他類型的導(dǎo)電流體，無需進(jìn)一步標(biāo)定。 這是其他類型流量計(jì)所不具備的一個(gè)重要優(yōu)勢(shì)。

 

電磁流量計(jì)特別適合測(cè)量固液兩相介質(zhì)，例如泥漿等帶懸浮泥 土、固體顆粒、纖維或粘稠物的高導(dǎo)電率介質(zhì)。它可用于測(cè)量 污水、泥漿、礦漿、紙漿、化學(xué)纖維漿及其他介質(zhì)。這使得它 特別適合食品、制藥等行業(yè)，利用它可測(cè)量玉米糖漿、果汁、 酒類、藥物、血漿及其他許多特殊介質(zhì)。

 

電磁流量計(jì)的工作原理是什么？

 

電磁流量計(jì)的工作原理基于法拉第電磁感應(yīng)定律。根據(jù)法拉第 定律，當(dāng)導(dǎo)電流體流經(jīng)傳感器的磁場(chǎng)時(shí)，一對(duì)電極之間就會(huì)產(chǎn) 生與體積流量成正比的電動(dòng)勢(shì)，其方向與流向和磁場(chǎng)垂直。電 動(dòng)勢(shì)幅度可表示為：

 

 

其中，E 為感生電勢(shì)，k 為常數(shù)，B 為磁通密度，D 為測(cè)量管的內(nèi)徑，v 為測(cè)量管內(nèi)的流體在電極截面軸向上的平均速度。

 

圖2. 磁流量計(jì)工作原理

 

傳感器輸出范圍是多少？

 

傳感器提供差分輸出。其靈敏度典型值為150 μv/(mps)至200 μv/ (mps)。由于激勵(lì)電流的方向不斷交替，因而傳感器輸出信號(hào) 幅度會(huì)加倍。對(duì)于0.5 米/秒至15 米/秒的流速測(cè)量范圍，傳感 器輸出信號(hào)幅度在75 μv 至4-6 mV 之間。圖3 顯示了用恒流 源激勵(lì)且有流體流經(jīng)傳感器時(shí)的傳感器輸出信號(hào)。在傳感器輸 出引線上捕捉到的示波器圖顯示，有一個(gè)電平非常低的信號(hào)位 于較大共模電壓上。紫色曲線對(duì)應(yīng)正電極，紅色曲線對(duì)應(yīng)負(fù)電 極。粉色曲線是將正負(fù)電極相減的數(shù)學(xué)計(jì)算通道。低電平信號(hào) 位于較大共模電壓之中。

 

圖3. 電磁流量傳感器的輸出信號(hào)

 

傳感器測(cè)量的傳統(tǒng)方法是什么？

 

傳統(tǒng)方法大致上是模擬式 — 具有高輸入阻抗和高輸入共模 抑制性能的前置放大器用來應(yīng)對(duì)傳感器漏電流效應(yīng)，然后是三 階或四階模擬帶通濾波器和采樣保持級(jí)，最后是模數(shù)轉(zhuǎn)換。典 型模擬前端方法如圖4 所示。傳感器輸出信號(hào)首先經(jīng)由儀表放 大器放大。必須盡量放大目標(biāo)信號(hào)，同時(shí)要避免不需要的直流 共模電壓引起放大器輸出飽和。這通常會(huì)將第一級(jí)儀表放大器 的增益限制在最多10 倍。帶通濾波器級(jí)進(jìn)一步消除直流影響， 并再次放大信號(hào)，然后進(jìn)入采樣保持電路 — 正是這個(gè)差值信 號(hào)代表流速 — 隨后送至模數(shù)轉(zhuǎn)換器。

 

圖4. 傳統(tǒng)模擬前端方法

 

影響電磁流量計(jì)架構(gòu)變化的市場(chǎng)趨勢(shì)有哪些？

 

有多種行業(yè)趨勢(shì)在呼喚新架構(gòu)。其中之一是對(duì)數(shù)據(jù)日益增加的 需求。對(duì)于液體，監(jiān)測(cè)除流量外的其他屬性的能力正在變得越 來越有價(jià)值。例如，為了確定液體中可能有哪些污染物，或者 為了確定液體是否有適合特定應(yīng)用的正確密度/粘度。增加這 種診斷能力有許多此類要求和好處。利用傳統(tǒng)模擬方法是無法 輕松獲取此類信息的，因?yàn)榇蟛糠謧鞲衅餍畔?huì)在同步解調(diào)階 段中丟失。

 

另外，制造工藝持續(xù)要求提高生產(chǎn)力和效率。例如在液體投注/ 灌裝應(yīng)用中，增加的灌裝節(jié)點(diǎn)越來越多；制造工藝規(guī)模的擴(kuò)大， 灌裝速度的提高，要求更快速、更精確的流量監(jiān)測(cè)。

 

圖5. 液體投注/灌裝

 

傳統(tǒng)上利用機(jī)械或稱重技術(shù)來確定灌裝過程中要添加的正確 液體量，或生產(chǎn)工藝中的精確灌裝量。這些方式往往非常昂貴， 而且難以擴(kuò)展。為了滿足這種需求，流量計(jì)（尤其是針對(duì)液體 的電磁流量計(jì)）已成為首選技術(shù)。

 

新的電磁流量計(jì)架構(gòu)是什么樣子？

 

過采樣方法大大簡化了模擬前端設(shè)計(jì)。模擬帶通濾波器和采樣 保持電路不再需要。電路中的前置放大器僅有一級(jí)儀表放大器 — 在我們的例子中是AD8220 JFET 輸入級(jí)軌到軌輸出儀表放 大器，它可以直接連接到高速Σ-Δ 型轉(zhuǎn)換器。

 

圖6. 采用AD8220 和AD717x-x 的過采樣架構(gòu)模擬前端

 

對(duì)于模擬前端，重要的是什么，它如何影響我的設(shè)計(jì)？

 

放大器和ADC 是此類應(yīng)用中最重要的兩個(gè)模塊。第一級(jí)放大 器有幾項(xiàng)關(guān)健要求。

 

一個(gè)要求是共模抑制比 (CMRR)。液體電解質(zhì)中的離子會(huì)發(fā)生 定向運(yùn)動(dòng)，因此，電極與流體之間會(huì)產(chǎn)生電勢(shì)，這就是所謂極 化。如果兩個(gè)電極完全一致，電極上的電勢(shì)應(yīng)彼此相等。不同 金屬的極化電壓在數(shù)百毫伏到±2 伏之間不等。這是出現(xiàn)在傳 感器輸出端和前置放大器輸入端的直流共模電壓。前置放大器 是抑制此共模電壓的關(guān)健。

 

圖7. 前置放大器的共模抑制

 

100 dB 共模抑制比會(huì)將0.3 伏直流共模衰減到3 微伏，后者作 為直流失調(diào)出現(xiàn)在放大器輸出端，可通過校準(zhǔn)予以消除。理想 情況下，傳感器上的共模電壓保持不變，但實(shí)際上，它會(huì)隨時(shí)ss 間而變化，并且會(huì)受到液體質(zhì)量或溫度等其他因素的影響。共 模抑制比越高，對(duì)連續(xù)后臺(tái)校準(zhǔn)的需求就會(huì)越少，流量穩(wěn)定性 也越高。

 

表1. 共模抑制對(duì)實(shí)際流速的影響

 

電極的金屬材料與電解質(zhì)液體接觸。液體電解質(zhì)與電極之間的 摩擦?xí)a(chǎn)生較高頻率的交流共模電壓。雖然幅度通常很小，但 交流共模表現(xiàn)為完全隨機(jī)的噪聲，更難抑制。這就要求前置放 大器不僅具有良好的直流共模抑制比，而且要有出色的較高頻 率共模抑制比。AD8220 放大器在直流到5 千赫茲范圍內(nèi)具有 出色的共模抑制比。對(duì)于AD8220 B 級(jí)，直流到60 赫茲范圍 的最小共模抑制比為100 dB，5 千赫茲以下為90 dB，能夠很 好地將共模電壓和噪聲抑制到微伏水平。當(dāng)共模抑制比為120 dB 時(shí)，0.1 伏峰峰值降低到0.1 微伏峰峰值。表2 顯示了較差 的CMRR 對(duì)輸出傳感器信號(hào)的影響。

 

圖8. AD8220 直流和交流共模抑制效應(yīng)

 

前置放大器級(jí)的低漏電流和高輸入阻抗是又一重要參數(shù)，因?yàn)?電磁流量傳感器的輸出阻抗可能高達(dá)GΩ。放大器的高輸入阻 抗可防止傳感器輸出過載，避免信號(hào)幅度減小。放大器的漏電 流應(yīng)足夠低，這樣當(dāng)它流經(jīng)傳感器時(shí)，不會(huì)成為一個(gè)顯著的誤 差源。AD8220 的最大輸入偏置電流為10 pA，輸入阻抗為10¹³Ω， 因此它能支持電磁流量傳感器的廣泛輸出特性。表2 列出了前 置放大器輸入阻抗對(duì)10 GΩ 高輸出阻抗傳感器的影響。

 

表2. 放大器輸入阻抗對(duì)流速的影響

 

最后，0.1 赫茲至10 赫茲范圍的1/f 噪聲設(shè)置應(yīng)用的噪底。 當(dāng)增益配置為10 時(shí)，AD8220 折合到輸入端的電壓噪聲約為 0.94 μV p-p，它能分辨6 毫米/秒的瞬時(shí)流速和小于1 毫米/秒 的累計(jì)流速。

 

如何選擇ADC，對(duì)應(yīng)用而言哪些方面比較重要？

 

過采樣方法既帶來了挑戰(zhàn)，也對(duì)ADC 模塊提出了更高的性能 要求。由于沒有后級(jí)模擬濾波器有源增益級(jí)，所以僅有一小部 分的ADC 輸入范圍獲得使用。過采樣和平均本身不等于性能 的顯著提高，因?yàn)楦鱾鞲衅髦芷谛枰耆⑾聛聿拍苡糜诹?量計(jì)算。此外，需要從這些有限的數(shù)據(jù)點(diǎn)獲得足夠多的模數(shù)轉(zhuǎn) 換樣本，從而在固件處理過程中消除意外毛刺。

 

圖9. 流量信號(hào)采樣

 

過采樣架構(gòu)一般要求ADC 數(shù)據(jù)速率大于20 kSPS，越快越好。 這與實(shí)際流量測(cè)量沒有明確關(guān)系。由于不存在模擬帶通濾波 器，ADC 輸入端會(huì)直接看到傳感器原始輸出。這種情況下， 傳感器的上升沿未經(jīng)濾波，因此ADC 在上升沿和下降沿期間 須具有足夠高的分辨率，以便足夠準(zhǔn)確地捕捉這些邊沿。

 

流量計(jì)的精度本身可通過瞬時(shí)流量測(cè)量或累計(jì)流量測(cè)量來確 定。流量計(jì)標(biāo)準(zhǔn)采用累計(jì)流量技術(shù) — 測(cè)量長時(shí)間（比如30 或60 秒）內(nèi)某一水量的平均流量。通過這種測(cè)量（而非瞬時(shí) 流量測(cè)量）可確定系統(tǒng)精度為±0.2%。瞬時(shí)流量適合需要實(shí)時(shí) 流速的應(yīng)用場(chǎng)合。它對(duì)電子器件的精度要求要高得多。理論上， 為了分辨5 毫米/秒的瞬時(shí)流量，ADC 需要在一個(gè)激勵(lì)周期（約 600 樣本的后置FIR 濾波器）內(nèi)實(shí)現(xiàn)20.7 位的峰峰值分辨率。 這可通過模擬前端來實(shí)現(xiàn)。

 

表3. 模擬前端和ADC 的噪聲預(yù)算

 

*數(shù)據(jù)來自一個(gè)FIR 濾波器周期和一次瞬時(shí)流量計(jì)算。

 

AD7172-2 提供低輸入噪聲和高采樣速度的完美組合，特別適 合電磁流量應(yīng)用。采用2.5 V 外部基準(zhǔn)電壓源時(shí)，AD7172-2 的典型噪聲低至0.47μV p-p。這意味著，最終流量結(jié)果的刷新 速率可以達(dá)到50 SPS，而不需要增加外部放大級(jí)。圖10 顯示 了采用AD7172-2 的過采樣前端電路的噪聲曲線。

 

圖10. 采用AD8220 和AD7172-2 的過采樣架構(gòu)的折合到輸入 端噪聲測(cè)試結(jié)果

 

如何獲得更快的響應(yīng)以滿足業(yè)界對(duì)更高效率的需求？

 

提高傳感器激勵(lì)頻率可以提高流量測(cè)量的系統(tǒng)更新速率。這種 情況下，傳感器輸出的建立時(shí)間會(huì)縮短，因而可用于平均的樣 本數(shù)會(huì)減少。使用更低噪聲的ADC，可以進(jìn)一步降低折合到 傳感器輸出端的噪聲。采用同樣的前端驅(qū)動(dòng)器AD8220，其增 益配置為×10，可以比較更高更新速率下該模擬前端與主要競 爭產(chǎn)品的性能。表4 和圖11 顯示了與最接近的競爭產(chǎn)品相比， ADI 器件在更高系統(tǒng)更新速率下取得的優(yōu)勢(shì)。

 

表4. 不同傳感器激勵(lì)頻率下的測(cè)量精度比較

圖11. 不同傳感器激勵(lì)頻率下的測(cè)量精度比較

 

儀表放大器能否直接驅(qū)動(dòng)ADC，我怎樣才能確定？

 

一般而言，這取決于儀表放大器的驅(qū)動(dòng)能力和ADC 的輸入結(jié) 構(gòu)。許多現(xiàn)代精密ADC 是基于開關(guān)電容架構(gòu)。片內(nèi)采樣保持 器呈現(xiàn)為上游放大器的瞬態(tài)負(fù)載，它必須能讓開關(guān)電容輸入建 立，以便實(shí)現(xiàn)精確采樣。

 

圖12. 等效模擬輸入電路

 

下式可用來檢查放大器能否驅(qū)動(dòng)ADC。

 

 

其中：

 

BW 為放大器驅(qū)動(dòng)ADC 所需的最小帶寬。

 

MCLK 為ADC 調(diào)制器時(shí)鐘頻率（單位為赫茲）。

 

T 為短路相位時(shí)間（單位為秒）。

 

FS 為ADC 滿量程輸入范圍（單位為V）。

 

CMV 為ADC 輸入范圍的共模電壓（單位為V）。

 

Error 為ADC 采樣的建立誤差。

 

例如，AD7172-2 的調(diào)制器頻率為2 兆赫茲，短路相位時(shí)間為 10 ns，滿量程輸入范圍為5 V，共模電壓為2.5 V，建立誤差 為1 ppm。由此得到BW 值為8.7 兆赫茲，這就是當(dāng)AD7172-2 處于無緩沖模式時(shí)，驅(qū)動(dòng)放大器需要的帶寬。它超過1.7 兆赫 茲— AD8220 及許多精密儀表放大器的增益帶寬積能力。 AD7172-2 的兩個(gè)ADC模擬輸入上均集成真正的軌到軌精密單 位增益緩沖器。它設(shè)計(jì)用來在全頻率范圍驅(qū)動(dòng)AD7172-2 輸入 級(jí)，降低客戶的設(shè)計(jì)復(fù)雜度和風(fēng)險(xiǎn)。緩沖器提供高輸入阻抗， 典型輸入電流僅5 nA，使得高阻抗信號(hào)源可以直接連接到模擬 輸入。緩沖器全面驅(qū)動(dòng)ADC 內(nèi)置開關(guān)電容采樣網(wǎng)絡(luò)，簡化了 模擬前端電路要求，而每個(gè)緩沖器的典型功耗僅有0.87 mA。 每個(gè)模擬輸入緩沖器放大器均完全斬波，就是說，這會(huì)使緩沖 器的失調(diào)誤差漂移和1/f 噪聲最小。

 

如何產(chǎn)生磁場(chǎng)？

 

通過線圈施加恒定電流，從而在測(cè)量管道內(nèi)部產(chǎn)生磁場(chǎng)；線圈 安裝在管道外部附近，常常成對(duì)存在，并且互相串聯(lián)。線圈通 常是數(shù)百匝銅線，因此在驅(qū)動(dòng)器電路看來，其是一個(gè)較大電感。 線圈電感通常在數(shù)十到數(shù)百毫亨左右，另外還有50 Ω 到100 Ω 的直流串聯(lián)電阻。在每個(gè)周期內(nèi)，通過斷開和閉合H 電橋上不 同的開關(guān)對(duì)，驅(qū)動(dòng)器電路改變激勵(lì)電流方向，因而磁場(chǎng)也改變 方向。為了消除噪聲，交替頻率一般是電力線頻率的整小數(shù)倍。 驅(qū)動(dòng)器電路包括一個(gè)恒流源和一個(gè)H 電橋，受微處理器控制。

 

圖13. 磁場(chǎng)產(chǎn)生

 

功耗是否重要？

 

是的。電磁流量計(jì)的激勵(lì)電流可能相當(dāng)大，從針對(duì)較小直徑管 道的50 毫安到針對(duì)較大直徑管道的500 毫安或1 安培不等。 恒流電路若采用線性穩(wěn)壓電路，可能會(huì)消耗大量功耗和電路板 面積。

 

與線性穩(wěn)壓恒流電路相比，開關(guān)模式電源可節(jié)省功耗。如圖所 示，ADP2441 配置為恒流源輸出模式。1.2 V ADR5040 輸出電 壓由兩個(gè)電阻分壓至150 mV。此150 mV 電壓施加于ADP2441 電壓跟蹤引腳，使得電壓反饋引腳也保持在150 mV。當(dāng)在反 饋引腳上使用一個(gè)0.6 Ω 電流設(shè)置電阻時(shí)，ADP2441 便會(huì)將其 輸出電流調(diào)節(jié)到預(yù)設(shè)電流ISET 水平。通過調(diào)整連接到ADP2441 反饋引腳的電流設(shè)置電阻值，便可調(diào)節(jié)恒流源。

 

圖14 (a). 利用開關(guān)電源和 iCoupler®驅(qū)動(dòng)隔離H 電橋

(b). 利用線性調(diào)節(jié)電流源和光耦合器驅(qū)動(dòng)隔離H 電橋

 

表5. 推薦開關(guān)穩(wěn)壓器

 

該驅(qū)動(dòng)級(jí)設(shè)計(jì)有何其他優(yōu)勢(shì)？

 

它有顯著的面積優(yōu)勢(shì)。電磁流量傳感器驅(qū)動(dòng)電路，也稱為激勵(lì) 電路，通常與信號(hào)調(diào)理電路（1 千伏基本隔離一般足夠）相隔 離。常規(guī)電磁流量變送器普遍使用光耦合器隔離。光耦合器的 可靠性往往很差，而且尺寸相當(dāng)大。ADuM7440 數(shù)字隔離器集 高速CMOS 和單片空芯變壓器技術(shù)于一體，在一個(gè)16 引腳小 型QSOP 封裝中提供四個(gè)獨(dú)立隔離通道。

 

圖15. 光耦合器與數(shù)字隔離器設(shè)計(jì)的面積比較

 

與采用光耦合器、線性穩(wěn)壓恒流源、通孔封裝的分立場(chǎng)效應(yīng)管 H 電橋的常規(guī)方案相比，使用數(shù)字隔離方法不僅可節(jié)省功耗，還能節(jié)約80%以上的電路面積。

 

表6. H 電橋驅(qū)動(dòng)級(jí)使用的主要器件比較

 

如何計(jì)算流速？

 

在數(shù)字域中交流流量信號(hào)仍需要濾波和同步解調(diào)。圖15 說明 算法如何在數(shù)字域中實(shí)現(xiàn)同步解調(diào)。數(shù)字信號(hào)處理器發(fā)出控制 信號(hào)1 和2，這是一對(duì)互補(bǔ)邏輯信號(hào)，用于電磁流量傳感器線 圈激勵(lì)。在這兩個(gè)信號(hào)的控制下，流經(jīng)電磁流量傳感器線圈的 電流在每個(gè)周期都會(huì)反向，因而磁場(chǎng)方向和電極上的傳感器輸 出也會(huì)反向。

 

圖16. 數(shù)字域中的同步解調(diào)和流速計(jì)算

 

例如在第n 個(gè)周期，當(dāng)ADC 樣本輸入時(shí)，數(shù)字信號(hào)處理器（本 例為ADSP-BF504F）知道控制信號(hào)1 和2 的時(shí)序與邏輯。這 樣，數(shù)字信號(hào)處理器便可根據(jù)線圈驅(qū)動(dòng)控制信號(hào)的邏輯狀態(tài)將 這些ADC 樣本安排到靜態(tài)隨機(jī)存儲(chǔ)器的兩個(gè)數(shù)組中。也就是 說，在正半周期獲得的帶時(shí)間戳樣本歸入一組，在負(fù)半周期采 集的樣本歸入另一組。隨后，每一組均經(jīng)過FIR（有限脈沖響 應(yīng)）低通濾波器。濾波器截止頻率設(shè)置為30 赫茲，允許有用 信號(hào)通過，但會(huì)抑制電力線頻率干擾和高頻噪聲成分。圖17 顯示了過采樣前端設(shè)計(jì)中的FIR 濾波器幅頻曲線和模擬同步 解調(diào)架構(gòu)中的模擬帶通濾波器幅頻曲線。

 

圖17 (a). 數(shù)字FIR 低通濾波器幅頻曲線 

(b). 模擬帶通濾波器幅頻曲線

 

然后，算法減去這兩個(gè)平均值以獲得一個(gè)與流速成正比的值。 此值的單位為LSB/（毫米/秒）。該值需要做進(jìn)一步處理。最終 流速計(jì)算如下：

 

 

其中：

 

ΔFlowRate 為從正負(fù)激勵(lì)階段中減去兩個(gè)平均值的結(jié)果，單位 為LSB。

 

V_REF 為ADC 基準(zhǔn)電壓，單位為V。

 

N 為ADC 分辨率位數(shù)。

 

G 為模擬前端增益。

 

Sensitivity 為傳感器的標(biāo)稱靈敏度，單位為伏特/（毫米/秒）。

 

K_T 為變送器系數(shù)。

 

K_S 為傳感器系數(shù)。

 

K_Z 為零點(diǎn)失調(diào)。

 

如何選擇合適的處理器？

 

選擇處理器是一個(gè)重要問題。業(yè)界越來越需要更高的處理能 力，用以支持更復(fù)雜的算法處理或增強(qiáng)的診斷/預(yù)測(cè)功能。另 外，提高電氣和工業(yè)基礎(chǔ)設(shè)施的能源效率已成為全球運(yùn)動(dòng)。客 戶要求以更低的功耗和更實(shí)惠的價(jià)格獲得更高處理能力。

 

電磁流量計(jì)的數(shù)字濾波器可能需要大量處理能力。32 位FIR 濾波器要消耗80 MIPS。流速計(jì)算、外設(shè)通信驅(qū)動(dòng)和數(shù)據(jù)通信 分別需要40 MIPS、32 MIPS 和20 MIPS。這些相加的總和為 172 MIPS。本設(shè)計(jì)中，上述任務(wù)由最高達(dá)到400 MIPS 的數(shù)字 信號(hào)處理器ADSP-BF504F 完成。這樣，已經(jīng)有將近50%的處 理能力被占用，其中還不包括多層協(xié)議堆棧、HART 通信、診 斷、安全監(jiān)控功能和液晶顯示驅(qū)動(dòng)。

 

表7. MIPS 消耗

 

片內(nèi)外設(shè)也很重要。數(shù)字信號(hào)處理器有多種功能要實(shí)現(xiàn)，包括 SPI、UART、 I2C和脈沖輸出通信。有35 個(gè)GPIO 可用于硬件 控制和邏輯輸入/輸出，例如控制液晶顯示器、鍵盤輸入、報(bào) 警和診斷等。SRAM 存儲(chǔ)器存儲(chǔ)濾波器系數(shù)、SPI 數(shù)據(jù)通信、 LCM 數(shù)據(jù)緩存、機(jī)器狀態(tài)數(shù)據(jù)和內(nèi)部狀態(tài)標(biāo)志。68 kB 片內(nèi)靜 態(tài)隨機(jī)存取存儲(chǔ)器 (SRAM) 滿足系統(tǒng)要求，包括一個(gè)32 kB L1 指令SRAM/緩存和一個(gè)32 kB L1 數(shù)據(jù)SRAM/緩存。RS-485 和HART 通信也需要存儲(chǔ)器。ADSP-BF504F 的4 MB 片內(nèi)閃 存可用來存儲(chǔ)程序數(shù)據(jù)、濾波器系數(shù)和校準(zhǔn)參數(shù)。

 

圖18. ADSP-BF504F 外設(shè)

 

未來對(duì)處理能力的需求會(huì)持續(xù)增加。未來滿足這種要求， ADSP-BF70x Blackfin® 處理器系列提供高性能DSP，具有同類 一流的800 MMACS 處理能力，而功耗不足100 mW。此系列 由8 款高性價(jià)比成員構(gòu)成，搭載最高1 MB 內(nèi)置L2 SRAM，使 許多應(yīng)用無需采用外部存儲(chǔ)器，而第二種配置則提供可選的 DDR2/LPDDR 存儲(chǔ)器接口。表8 列出了ADSP-BF7xx 系列的 重要特性。

 

表8. ADSP-BF70x Blackfin 處理器系列

 

ADI 公司針對(duì)電磁流量計(jì)解決方案提供何種支持？

 

ADI 公司開發(fā)了一款系統(tǒng)級(jí)參考設(shè)計(jì)，用以支持電磁流量計(jì)完 整信號(hào)鏈的原型開發(fā)。該系列配置靈活，可連接到任何類型的 電磁流量傳感器，施加適當(dāng)?shù)募?lì)頻率和電壓即可產(chǎn)生磁場(chǎng) （由Blackfin 數(shù)字信號(hào)處理器控制），能夠測(cè)量傳感器輸出， 以及應(yīng)用后處理濾波器和算法來計(jì)算流速。ADI 公司在真實(shí)的 流量試驗(yàn)臺(tái)環(huán)境中對(duì)設(shè)計(jì)進(jìn)行標(biāo)定（如圖19 所示），并將標(biāo)定 系數(shù)存儲(chǔ)在非易失存儲(chǔ)器中。支持單點(diǎn)或多點(diǎn)校準(zhǔn)，通過多點(diǎn) 線性化可實(shí)現(xiàn)更高的性能。這樣做的結(jié)果表明：該模擬前端設(shè) 計(jì)的性能可以達(dá)到領(lǐng)先高端流量計(jì)的要求。

 

圖19. ADI 完整解決方案

 

相比傳統(tǒng)架構(gòu)，過采樣架構(gòu)有多方面重要優(yōu)勢(shì)。面積和成本均 有顯著節(jié)省 — 分別達(dá)到50%和20%。由于能夠節(jié)省傳感器信 號(hào)并應(yīng)用后處理，功耗也會(huì)降低，系統(tǒng)性能也得以增強(qiáng)。有關(guān) ADI 參考設(shè)計(jì)的更多信息，請(qǐng)聯(lián)系 cic@analog.com.

 

您是否利用該設(shè)計(jì)測(cè)量過數(shù)據(jù)？

 

評(píng)估結(jié)果

 

該參考設(shè)計(jì)進(jìn)行過測(cè)試，我們把它連接到流量標(biāo)定試驗(yàn)臺(tái)上的 25 毫米直徑電磁流量傳感器，介質(zhì)為室溫下的水。激勵(lì)頻率設(shè) 置為6.25 赫茲，在0.5 米/秒到2 米/秒范圍內(nèi)，基本誤差為讀 數(shù)的±0.2%。測(cè)試結(jié)果數(shù)據(jù)如表9 所示。

 

表9. 采用DN25 傳感器的數(shù)字過采樣演示板的校準(zhǔn)結(jié)果

 

總結(jié)

 

全世界有越來越多的環(huán)境法規(guī)要求監(jiān)測(cè)和控制來自住宅、商業(yè) 和工業(yè)的廢棄物，尤以歐洲為甚。電磁流量技術(shù)是此類應(yīng)用的 首選技術(shù)。傳統(tǒng)方法基本上是模擬方法，它有一些缺點(diǎn)，表現(xiàn) 在成本、面積、功耗、響應(yīng)時(shí)間、有限的系統(tǒng)信息等方面。行 業(yè)趨勢(shì)是轉(zhuǎn)向過采樣方法。這給ADC 要求帶來了重大挑戰(zhàn)， 因?yàn)楦滤俾蕰?huì)提高10 倍左右，但平均值的好處得不到利用， ADC 在高數(shù)據(jù)速率下的噪聲要求需要進(jìn)一步提高。另外還有 功耗挑戰(zhàn)需要解決。液體和管道直徑均有很多類型，這就需要 能夠動(dòng)態(tài)控制功耗，通過一種支持所有類型傳感器需求的設(shè)計(jì) 來將功耗降至最低。Blackfin 數(shù)字信號(hào)處理器集低功耗和高處 理能力于一體，滿足流量計(jì)應(yīng)用的要求。它執(zhí)行復(fù)雜的FIR 濾 波器算法來計(jì)算流速，同時(shí)具有領(lǐng)先的800 MMACS 處理能力， 而功耗不足100 mW。完整設(shè)計(jì)相比于之前的技術(shù)大大簡化， 而且可節(jié)省成本、功耗和面積，優(yōu)勢(shì)眾多。有關(guān)ADI 參考設(shè) 計(jì)的更多信息，請(qǐng)聯(lián)系cic@analog.com.

 

參考電路

 

Ardizzoni, John. "高速差分ADC 驅(qū)動(dòng)器設(shè)計(jì)指南." 模擬對(duì)話， 第43 卷，2009 年5 月。

 

Walsh, Alan. "精密SAR 模數(shù)轉(zhuǎn)換器的前端放大器和RC 濾波 器設(shè)計(jì)" 模擬對(duì)話，第46 卷，2012 年12 月。

 

 

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