1 芯片介紹

本設計采用TNY279 電源芯片作為開關電源的控制芯片，TNY279電源芯片在一個器件上集成了一個700V高壓MOSFET開關和一個電源控制器，與普通的PWM控制器不同，它使用簡單的開/關控制方式來穩(wěn)定輸出電壓?？刂破靼ㄒ粋€振蕩器、使能電路、限流狀態(tài)調(diào)節(jié)器、5.8V 穩(wěn)壓器、欠電壓即過電壓電路、限流選擇電路、過熱保護、電流限流保護、前沿消隱電路。該芯片具有自動重啟、自動調(diào)整開關周期導通時間及頻率抖動等功能。

2 電路的工作原理分析

電源的核心部分采用反激式變換器，結構簡單，易于實現(xiàn)。整體設計電路圖如圖1。


2.1 輸入整流濾波電路

考慮到成本、體積等因素，改善諧波采用無源功率因數(shù)校正電路，主要是通過改善輸入整流濾波電容的導通角方式來實現(xiàn)。具體方法是在交流進線端和整流橋之間串聯(lián)電感，如圖1 所示C1、C2、L1、L2組成一個π型電磁干擾濾波器，并使用填谷電路填平電路，減小總諧波失真。填谷電路由D1、D2、、D3、C3、C4、R3組成，限制50Hz交流電流的3次諧波和5次諧波。

經(jīng)整流及濾波的直流輸入電壓被加到T1的初級繞組上。U1(TNY279)中集成的MOSFET驅(qū)動變壓器初級的另一側。二極管D4、C5、R6 組成鉗位電路，將漏極的漏感關斷電壓尖峰控制在安全值范圍以內(nèi)。齊納二極管箝位及并聯(lián)RC 的結合使用不但優(yōu)化了EMI，而且更有效率。

2.2 高頻變壓器設計

TNY279完全可以自供電的，但是使用偏置繞組，可以實現(xiàn)輸出過壓保護，在反饋出現(xiàn)開環(huán)故障時能夠保護負載，有效地減少對LED光源的產(chǎn)生的損害，在本設計中采用偏置繞組，如圖1，同時可由更低的偏置電壓向芯片供電，抑制了內(nèi)部高壓電流源供電，在空載時功耗可降低到40MW以下。Y電容可降低電磁干擾。

2.3 反饋電路設計

次級采用恒流恒壓雙環(huán)控制。NCS1002是一款恒流恒壓次級端控制器。如圖2所示，它的內(nèi)部集成了一個2.5V的基準和兩個高精度的運放。


電壓基準和運放1是電壓控制環(huán)路的核心。運放2則是一個獨立運放，用于電流控制。在本設計中，電壓控制環(huán)路用于保證輸出電壓的穩(wěn)定，電流反饋控制環(huán)路檢測LED 平均電流，即電路中R17 上的電流，將其轉換成電壓和2.5V基準比較，并將誤差反饋到TNY279 中來調(diào)整導通。

具體的工作原理是：NCS1002 調(diào)節(jié)輸出的電壓值，當輸出電壓超過設定電壓值時，電流流向光耦LED，從而下拉光耦中晶體管的電流。當電流超過TNY279 的使能引腳的閾值電流時，將抑制下一個周期，當下降的電壓小于反饋閾值時，會使能一個開關周期，通過調(diào)節(jié)使能周期的數(shù)量，對輸出電壓進行調(diào)節(jié)，同樣，當通過檢測到R16上的電流即輸出電流大于設定的值時，電流通過另一個二極管下拉光耦LED 中晶體管的電流，達到抑制TNY279 的下一個周期的目的，當輸出電流小于設定電流時會使能一個開關周期，通過這樣的反饋調(diào)節(jié)機制，能使得輸出的電壓和電流都處于穩(wěn)定的狀態(tài)。

當反饋電路出現(xiàn)故障時，即在開環(huán)故障時，偏置電壓超過D9 與旁路/多功能引腳電壓時，電流流向BP/M 引腳。當此電流超過ISD(關斷電流)時TNY279 的內(nèi)部鎖存關斷電路將被激活，從而保護負載。由于使用了偏置繞組將電流送入BP/M引腳，抑制了內(nèi)部高電壓電流源，這樣的連接方式將265VAC 輸入時的空載功耗降低到40MW有效的降低功耗。

3 電路的參數(shù)

3.1 輸入輸出參數(shù)

輸入電壓(AC)： 85～265V
頻率：50Hz
輸出電壓： 12V
輸出電流：1.67A
輸出功率：20W
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3.2 變壓器參數(shù)計算

在最低電網(wǎng)電壓為85V 時，最小的直流輸入電壓V MIN ，可通過下式計算：



式中，ACMIN，PK V是最小輸入電壓的峰值，W IN是電容的放電能量，其中：



放電能量IN W等于需要的峰值輸出功率OPK P和放電時間/2tLT的乘積：


式中， c t為整流二極管的導通時間，假設為3ms，L T為20ms，η為轉換效率。計算得IN V大約為88V。在設計變壓器時，考慮到開關電源在整個范圍內(nèi)其磁通是不連續(xù)的。在最小輸入電壓時的最大占空比為 DMAX=0.5。

初級感應電動勢R V是通過初級線圈的次級電壓的感應值，可以由下式計算：



VDS可以忽略，則VR=88V。

初級電流的最大峰值PKMAX I和最大輸出功率POMAX成正比：



可計算得IPKMAX=1.16A。

初級電感L1的計算。初級電感可以由回掃變壓器的能量方程確定：



開關頻率大約132kHz，所以計算得L1=891μH。

在不連續(xù)模式下，磁芯最大磁通密度通常受磁芯損耗的限制，為了使磁芯損耗保持在可接受的范圍內(nèi)，對于本設計采用EF25 的磁芯，選擇BMAX=0.4 特斯拉來計算初級線圈的匝數(shù)N1。

式中， MINA是磁芯的最小橫截面積。對于EF25，AMIN=52.5mm2，N1=85。

同樣根據(jù)設計要求計算得：


次級N2=8，采用兩個并聯(lián)繞組；偏置繞組N3=9，采用兩個并聯(lián)繞組。

3.3 變壓器的繞制


初級繞組以引腳2作為起始引腳，繞85圈(x1線)，在2層中從左向右。在第1層結束時，繼續(xù)從右向左繞下一層。在最后一層上，使繞組均勻分布在整個骨架上。 以引腳1作為結束引腳，添加1層膠帶以進行絕緣。

偏置繞組以引腳4作為起始引腳，繞9圈(x2線)。沿與初級繞組相同的旋轉方向進行繞制。使繞組均勻分布在整個骨架上。 以引腳3作為結束引腳，添加3層膠帶以進行絕緣。

次級繞組以引腳7作為起始引腳，繞8圈(x2線)。 使繞組均勻分布在整個骨架上。沿與初級繞組相同的旋轉方向進行繞制。以引腳6作為結束引腳，添加2層膠帶以進行絕緣。

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