數(shù)字射頻存儲(chǔ)技術(shù)是什么,射頻電源該如何接地?
發(fā)布時(shí)間:2017-06-29 責(zé)任編輯:susan
【導(dǎo)讀】良好的電源去耦技術(shù)與嚴(yán)謹(jǐn)?shù)腜CB布局、Vcc引線(星型拓?fù)洌┫嘟Y(jié)合,能夠?yàn)槿魏蜶F系統(tǒng)設(shè)計(jì)奠定穩(wěn)固的基礎(chǔ)。盡管實(shí)際設(shè)計(jì)中還會(huì)存在降低系統(tǒng)性能指標(biāo)的其它因素,但是,擁有一個(gè)“無(wú)噪聲”的電源是優(yōu)化系統(tǒng)性能的基本要素。
射頻電源應(yīng)該如何接地?
在Vcc星型拓?fù)涞闹鞴?jié)點(diǎn)處最好放置一個(gè)大容量的電容器,如2.2μF。該電容具有較低的SRF,對(duì)于消除低頻噪聲、建立穩(wěn)定的直流電壓很有效。IC的每個(gè)電源引腳需要一個(gè)低容量的電容器(如10nF),用來(lái)濾除可能耦合到電源線上的高頻噪聲。對(duì)于那些為噪聲敏感電路供電的電源引腳,可能需要外接兩個(gè)旁路電容。例如:用一個(gè)10pF電容與一個(gè)10nF電容并聯(lián)提供旁路,可以提供更寬頻率范圍的去耦,盡量消除噪聲對(duì)電源電壓的影響。每個(gè)電源引腳都需要認(rèn)真檢驗(yàn),以確定需要多大的去耦電容以及實(shí)際電路在哪些頻點(diǎn)容易受到噪聲的干擾。
良好的電源去耦技術(shù)與嚴(yán)謹(jǐn)?shù)腜CB布局、Vcc引線(星型拓?fù)洌┫嘟Y(jié)合,能夠?yàn)槿魏蜶F系統(tǒng)設(shè)計(jì)奠定穩(wěn)固的基礎(chǔ)。盡管實(shí)際設(shè)計(jì)中還會(huì)存在降低系統(tǒng)性能指標(biāo)的其它因素,但是,擁有一個(gè)“無(wú)噪聲”的電源是優(yōu)化系統(tǒng)性能的基本要素。
圖3.過(guò)孔的電特性模型
接地和過(guò)孔設(shè)計(jì)
地層的布局和引線同樣是WLAN電路板設(shè)計(jì)的關(guān)鍵,它們會(huì)直接影響到電路板的寄生參數(shù),存在降低系統(tǒng)性能的隱患。RF電路設(shè)計(jì)中沒(méi)有唯一的接地方案,設(shè)計(jì)中可以通過(guò)幾個(gè)途徑達(dá)到滿(mǎn)意的性能指標(biāo)。可以將地平面或引線分為模擬信號(hào)地和數(shù)字信號(hào)地,還可以隔離大電流或功耗較大的電路。根據(jù)以往WLAN評(píng)估板的設(shè)計(jì)經(jīng)驗(yàn),在四層板中使用單獨(dú)的接地層可以獲得較好的結(jié)果。憑借這些經(jīng)驗(yàn)性的方法,用地層將RF部分與其它電路隔離開(kāi),可以避免信號(hào)間的交叉干擾。如上所述,電路板的第二層通常作為地平面,第一層用于放置元件和RF引線。
接地層確定后,將所有的信號(hào)地以最短的路徑連接到地層非常關(guān)鍵,通常用過(guò)孔將頂層的地線連接到地層,需要注意的是,過(guò)孔呈現(xiàn)為感性。圖3所示為過(guò)孔精確的電氣特性模型,其中Lvia為過(guò)孔電感,Cvia為過(guò)孔PCB焊盤(pán)的寄生電容。如果采用這里所討論的地線布局技術(shù),可以忽略寄生電容。一個(gè)1.6mm深、孔徑為0.2mm的過(guò)孔具有大約0.75nH的電感,在2.5GHz/5.0GHz WLAN波段的等效電抗大約為12Ω/24Ω。因此,一個(gè)接地過(guò)孔并不能夠?yàn)镽F信號(hào)提供真正的接地,對(duì)于高品質(zhì)的電路板設(shè)計(jì),應(yīng)該在RF電路部分提供盡可能多的接地過(guò)孔,特別是對(duì)于通用的IC封裝中的裸露接地焊盤(pán)。不良的接地還會(huì)在接收前端或功率放大器部分產(chǎn)生有害的輻射,降低增益和噪聲系數(shù)指標(biāo)。還需注意的是,接地焊盤(pán)的不良焊接會(huì)引發(fā)同樣的問(wèn)題。除此之外,功率放大器的功耗也需要多個(gè)連接地層的過(guò)孔。
圖4.以MAX2827參考設(shè)計(jì)板為例的PLL濾波器元件布局
濾除其它級(jí)電路的噪聲、抑制本地產(chǎn)生的噪聲,從而消除級(jí)與級(jí)之間通過(guò)電源線的交叉干擾,這是Vcc去耦帶來(lái)的好處。如果去耦電容使用了同一接地過(guò)孔,由于過(guò)孔與地之間的電感效應(yīng),這些連接點(diǎn)的過(guò)孔將會(huì)承載來(lái)自?xún)蓚€(gè)電源的全部RF干擾,不僅喪失了去耦電容的功能,而且還為系統(tǒng)中的級(jí)間噪聲耦合提供了另外一條通路。
在本文的后面部分將會(huì)看到,PLL的實(shí)現(xiàn)在系統(tǒng)設(shè)計(jì)中總是面臨巨大挑戰(zhàn),要想獲得滿(mǎn)意的雜散特性必須有良好的地線布局。目前,IC設(shè)計(jì)中將所有的PLL和VCO都集成到了芯片內(nèi)部,大多數(shù)PLL都利用數(shù)字電流電荷泵輸出通過(guò)一個(gè)環(huán)路濾波器控制VCO。通常,需要用二階或三階的RC環(huán)路濾波器濾除電荷泵的數(shù)字脈沖電流,得到模擬控制電壓。靠近電荷泵輸出的兩個(gè)電容必須直接與電荷泵電路的地連接。這樣,可以隔離地回路的脈沖電流通路,盡量減小LO中相應(yīng)的雜散頻率。第三個(gè)電容(對(duì)于三階濾波器)應(yīng)該直接與VCO的地層連接,以避免控制電壓隨數(shù)字電流浮動(dòng)。如果違背這些原則,將會(huì)導(dǎo)致相當(dāng)大的雜散成分。
數(shù)字射頻存儲(chǔ)技術(shù)是什么?
數(shù)字射頻存儲(chǔ)器(DRFM)是現(xiàn)代電子對(duì)抗系統(tǒng)中有源雷達(dá)干擾機(jī)的主要組成部分,用于將接收到的雷達(dá)信號(hào)精確地復(fù)制后再返回該雷達(dá)系統(tǒng),以此來(lái)混淆該系統(tǒng)。正是應(yīng)用DRFM的精確復(fù)制雷達(dá)信號(hào)的特點(diǎn),DRFM技術(shù)已經(jīng)廣泛應(yīng)用于各種雷達(dá)回波信號(hào)發(fā)生器、雷達(dá)綜合測(cè)試儀和各類(lèi)通用信號(hào)源的研制。為了更好地保真復(fù)制各類(lèi)信號(hào),為研究數(shù)字射頻存儲(chǔ)器提供可靠的仿真理論依據(jù)是本文的主要研究?jī)?nèi)容。
1.基本原理
數(shù)字射頻存儲(chǔ)(DRFM)的基本工作原理:首先將輸入射頻信號(hào)下變頻為中頻信號(hào),經(jīng)A/D變換后成為數(shù)字信號(hào),寫(xiě)入高速存儲(chǔ)器中。當(dāng)需要重發(fā)這一信號(hào)時(shí),在控制器控制下讀出此數(shù)字信號(hào)并由D/A變換為模擬信號(hào)。然后用同一本振作上變頻,得到射頻輸出信號(hào),完成對(duì)輸人信號(hào)的存儲(chǔ)轉(zhuǎn)發(fā)。
首先對(duì)量化過(guò)程進(jìn)行分析,現(xiàn)假設(shè)基帶輸入信號(hào)為一個(gè)正弦信號(hào)gi(t)=Esinωit,量化位數(shù)為N,經(jīng)過(guò)量化后的信號(hào)可用階梯波y(t)表示,y(t)可以被認(rèn)為是N對(duì)矩形波的疊加。如果A/D變換的量化位數(shù)為m,那么正或負(fù)半周的量化臺(tái)階數(shù)為N=2m-1。
階梯波的表達(dá)式為:
E2n+1就是量化產(chǎn)生的諧波分量幅度,可由該式計(jì)算各階諧波的功率。
在采樣的過(guò)程中,為簡(jiǎn)便起見(jiàn),以一位量化信號(hào)作為輸入,則輸入信號(hào)為:
式中:E,ωi分別為輸入信號(hào)的幅度和角頻率。設(shè)采樣脈沖信號(hào)為fs(t),采樣后的信號(hào)為fo(t),則采樣過(guò)程在時(shí)域上的數(shù)學(xué)表示式為fo(t)=fi(t)fs(t),在DRFM中采用等間隔均勻采樣,采樣周期為T(mén)s,采樣時(shí)鐘頻率ωs=2πfs。在實(shí)際電路中,采樣是在采樣脈沖上升的瞬間完成的。因此采樣脈沖的寬度可以看成一個(gè)窄脈寬,用τs。來(lái)表示。采樣脈沖的傅里葉級(jí)數(shù)為:
式中:Es,τs,Ts和ωs分別為采樣信號(hào)的幅度、脈寬、周期和角頻率。則:
在式(6)中,第一項(xiàng)是基帶的諧波信號(hào),是由量化所產(chǎn)生的頻譜成分,只有在基帶濾波器內(nèi),諧波將成為寄生信號(hào),所有nωi》ωs/2的項(xiàng)將被濾除(n取奇數(shù));第二項(xiàng)則完全在濾波器外,不用考慮;第三項(xiàng)是交調(diào)信號(hào),滿(mǎn)足(mωs-nωi)《ωs/2的所有成分,將成為交調(diào)寄生信號(hào),它們是信號(hào)諧波與時(shí)鐘諧波的交叉調(diào)制引起的。若以D表示脈沖信號(hào)占空比,且忽略第二項(xiàng),則式(6)變?yōu)椋?/div>
式(8),式(9)即為計(jì)算1 b量化DRFM的高次諧波和交調(diào)信號(hào)幅度的方法。
2.仿真模型
通過(guò)建立數(shù)學(xué)模型,應(yīng)用當(dāng)前功能強(qiáng)大的Matlab中Simulink工具箱可以很好地實(shí)現(xiàn)該系統(tǒng)的仿真。采樣與量化過(guò)程的仿真建模如圖1所示。
信號(hào)發(fā)生部分采用Signal Generator模塊產(chǎn)生正弦波;噪聲源采用Gaussian Noise Generator,Zero-Order Hold模塊實(shí)現(xiàn)采樣功能。Compare To Zero模塊實(shí)現(xiàn)單比特量化,Uniform. Encoder模塊實(shí)現(xiàn)多比特量化。各路信號(hào)分別經(jīng)Data Type Conversion轉(zhuǎn)換為合適的數(shù)據(jù)格式,送入Spectrum Scope顯示頻譜。該模型同時(shí)顯示四路信號(hào)經(jīng)處理后的頻譜,四路信號(hào)由同一信號(hào)源產(chǎn)生,以使得結(jié)果更具可比較性。為了盡量模擬實(shí)際環(huán)境,加入了均值為0、方差為0.01的高斯噪聲。
3.仿真分析
(1)輸入信號(hào)頻率fi=10 MHz,經(jīng)理論分析計(jì)算得到表1。
對(duì)模型進(jìn)行仿真得到結(jié)果如圖2所示((a)~(d)分別對(duì)應(yīng)于仿真模型的四個(gè)支路)。
(2)輸入信號(hào)頻率fi=20 MHz。經(jīng)理論分析計(jì)算得到表2;對(duì)模型進(jìn)行仿真結(jié)得到結(jié)果如圖3所示((a)~(d)分別對(duì)應(yīng)于仿真模型的四個(gè)支路)。
由理論圖表及仿真圖形可知,該組仿真方案沒(méi)有諧波產(chǎn)生,頻譜圖中僅有45 MHz處的基波和15 MHz,75 MHz處的交調(diào),這一現(xiàn)象是由于信號(hào)頻率過(guò)高,以致于諧波頻率過(guò)高而被基帶濾波器除去。盡管沒(méi)有諧波產(chǎn)生,但是交調(diào)的功率很大,對(duì)系統(tǒng)的高性能工作同樣是一個(gè)不利因素。
4.結(jié)語(yǔ)
綜上所述,根據(jù)采樣與量化過(guò)程仿真分析可以得出:
(1)采樣和量化使信號(hào)頻譜發(fā)生變化,出現(xiàn)了新的頻率分量——諧波和交調(diào),降低了DRFM的有效發(fā)射功率,使得系統(tǒng)的工作能力變差。
(2)噪聲污染會(huì)使頻譜變得更加復(fù)雜,對(duì)于一個(gè)系統(tǒng),輸出信噪比取決于輸入信噪比和系統(tǒng)內(nèi)部信噪比,因此噪聲的存在必將降低DRFM的信噪比。
(3)總的來(lái)講,諧波分量隨頻率增加降低,而交調(diào)分量隨頻率增加升高,也就是說(shuō)高次諧波幅度較低次的小,而高次交調(diào)幅度較低次的大。
(4)當(dāng)信號(hào)頻率和采樣率一定時(shí),提高采樣率或增加量化位數(shù)都可以起到抑制寄生信號(hào)的作用。具體來(lái)講,提高采樣率對(duì)交調(diào)有很好的抑制作用,而對(duì)諧波作用不明顯;增加量化位數(shù)對(duì)交調(diào)和諧波都有很好抑制作用。
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