通過將兩個電路的工作原理相結(jié)合，便可解決這兩個缺點，如圖3所示。多反饋分隔低頻和高頻反饋路徑，并加入了足夠多的容性負(fù)載隔離，從而最大程度減少輸出級的穩(wěn)定性問題。 利用電橋電壓，通過反饋電阻 RF. 驅(qū)動低頻反饋。 利用放大器輸出，通過反饋電容 CF驅(qū)動高頻反饋。

 

在高頻時，電路還表現(xiàn)為混合單位跟隨器。 高頻噪聲增益由電容阻抗確定，數(shù)值等于 (CS + CF)/CF.該噪聲增益允許反饋環(huán)路在一個足夠低的頻率上完成交越，而負(fù)載電容不會降低該頻率處的穩(wěn)定性。 由于低頻噪聲增益為單位增益，因此可保持電路的直流精度。

 

圖3. 電橋驅(qū)動器原理圖

 

保持直流精度要求十分留意信號走線，因為電路中存在大電流。 從42 mA的最大負(fù)載電流中，僅需7 mΩ 即可產(chǎn)生300 µV壓降；該誤差已相當(dāng)于放大器的失調(diào)電壓。

 

解決這個問題的一種典型方法是使用 4線開爾文連接，利用兩個載流連接（通常稱為"強制"）驅(qū)動負(fù)載電流，另外兩線為電壓測量連接（通常稱為"檢測"）。 檢測連接必須盡可能靠近負(fù)載，以防任何負(fù)載電流流過。

 

對于橋式驅(qū)動器電路而言，檢測連接應(yīng)在電橋的頂部和底部直接實現(xiàn)。 在負(fù)載和檢測線路之間不應(yīng)共享任何PCB走線或線纜。 GNDSENSE連接應(yīng)當(dāng)經(jīng)路由后回到電壓源 VIN。 例如，假設(shè)激勵為DAC，則 GNDSENSE 應(yīng)當(dāng)連接DAC的REFGND。電橋的GNDFORCE 連接應(yīng)當(dāng)具有專用的走線并一路連接回到電源，因為允許橋式電流流過接地層將產(chǎn)生不必要的壓降。

 

誤差預(yù)算

 

該電路的直流誤差預(yù)算如表1所示，主要由放大器的失調(diào)電壓和失調(diào)電壓漂移所決定。 它假定工作條件處于最差情況范圍內(nèi)。 總誤差滿足1 mV要求，并大幅優(yōu)于該要求。

 

表1. 誤差預(yù)算

 

表中的第三項表示功耗誤差。 放大器功耗會增加芯片溫度，因此與環(huán)境溫度下的無負(fù)載電流情況相比，失調(diào)電壓產(chǎn)生漂移。 最差情況下的誤差計算采用最高電源電壓、最高輸出電壓以及最低阻性負(fù)載，如等式1所示。注意，放大器上的最差情況壓降通過 RISO電阻得以部分降低。

 

 

直流測量結(jié)果

 

誤差電壓等于輸入電壓 VIN, 和負(fù)載電壓 VOUT之差。 圖4顯示原型電路的誤差電壓與負(fù)載電壓的關(guān)系。 橋式驅(qū)動器電路中的最大誤差源是失調(diào)電壓和失調(diào)電壓漂移。 由于放大器功耗而產(chǎn)生的額外誤差與橋式電壓有關(guān)。 電源電壓對功耗的影響可從不同顏色的曲線中看出來。 黑色曲線功耗最低(50 mW)，電源電壓最小(7 V)。 芯片僅升溫7°C，因而該曲線代表室溫失調(diào)電壓與該器件共模電壓的關(guān)系。

 

圖4. 誤差電壓與輸出電壓的關(guān)系

 

色(10 V)和藍色(15 V)曲線分別代表175 mW最大功耗和385 mW最大功耗下的性能。 隨著輸出電壓的上升，額外的功耗使芯片升溫25°C至55°C，導(dǎo)致失調(diào)電壓發(fā)生漂移。 該額外熱誤差曲線形狀為拋物線形，因為當(dāng) VOUT 為 VDD一半時，具有最大功耗。

 

電源在很大程度上依賴失調(diào)電壓，這表示應(yīng)當(dāng)考慮該電路的電源抑制。 圖5顯示掃描電源電壓并固定輸出電壓時的誤差電壓。 黑色曲線表示輕載情況，此時放大器電源抑制(PSR)起主要作用。 就該器件而言，10 µV變化表示118 dB PSR。 紅色和藍色曲線顯示輸出消耗額外功耗（由于負(fù)載為350 Ω和120 Ω典型橋式電阻）的結(jié)果。紅色和藍色曲線的有效PSR分別為110 dB和103 dB。

 

圖5. 誤差電壓與電源電壓的關(guān)系

 

該電路性能顯然取決于失調(diào)漂移與溫度的關(guān)系。目前為止，在所有與溫度有關(guān)的誤差計算中均采用了TCVOS 規(guī)格。 需要為該假設(shè)找到合理的解釋，因為芯片溫度由于放大器功耗與環(huán)境溫度的改變有所不同而上升。 前者在芯片表面形成較大的溫度梯度，影響放大器的微妙平衡。 這些梯度會使失調(diào)電壓漂移相比數(shù)據(jù)手冊規(guī)格而言要差得多。 ADA4661-2經(jīng)特殊設(shè)計，其功耗極大且不影響失調(diào)漂移性能。

 

圖6顯示失調(diào)漂移測量值與溫度的關(guān)系。額定性能重現(xiàn)于黑色曲線，并具有低電源電壓與高阻性負(fù)載(–1.2 µV/°C)。 紅色曲線顯示120 Ω橋式負(fù)載結(jié)果。 值得注意的是，曲線的形狀未發(fā)生改變；它僅僅由于芯片升溫(6.4°C)而向左平移。 藍色曲線顯示電源電壓上升至15 V時的結(jié)果——此時可測量電路的最大功耗。 同樣地，曲線形狀不發(fā)生改變，但由于芯片升溫55°C而向左平移。 內(nèi)部功耗已知(385 mW)，因此可計算系統(tǒng)的實際熱阻 (θJA)，即143°C/W。 重要的是需考慮工作的環(huán)境溫度范圍。 最大芯片溫度不應(yīng)超過125°C；這意味著對于最差情況負(fù)載而言，最大環(huán)境溫度為70°C。

 

圖6. 誤差電壓與環(huán)境溫度的關(guān)系

 

瞬態(tài)測量結(jié)果

 

電路的階躍響應(yīng)是評估環(huán)路穩(wěn)定性的簡便方法。 圖7顯示高電阻電橋在容性負(fù)載范圍內(nèi)的階躍響應(yīng)測量值；圖8顯示低電阻電 橋在同樣條件下的測量值。 由于反饋網(wǎng)絡(luò)的極點-零點二聯(lián)效應(yīng) ，該電路的階躍響應(yīng)具有過沖特性。 該二聯(lián)響應(yīng)存在于基波中，因為電路反饋系數(shù)從低頻時的單位增益下降至高頻時的0.13。 由于零點相較極點而言處于更高的頻率，階躍響應(yīng)將始終過沖，哪怕相位裕量遠大于適當(dāng)值。 此外，二聯(lián)效應(yīng)在電路中具有最大的時間常數(shù)，因此趨向于對建立時間產(chǎn)生主要影響。 當(dāng)采用高阻性負(fù)載以及1 nF容性負(fù)載時，電路具有最差情況下的穩(wěn)定性以及輸出級振鈴。

 

圖7. 無負(fù)載階躍響應(yīng)

 

圖8. 有負(fù)載階躍響應(yīng)

 

結(jié)論

 

本文所示之負(fù)載驅(qū)動器電路可為低至120 Ω的阻性負(fù)載施加5 V電壓，而總誤差不超過1 mV，并且能穩(wěn)定驅(qū)動高達10 nF總電容。 電路符合其額定性能，并能以7 V至15 V的寬范圍電源供電，功耗接近400 mW。 通過以±7 V電源為放大器供電，該基本電路便可擴展驅(qū)動正負(fù)載和負(fù)負(fù)載。 全部性能通過一個3 mm × 3 mm小型放大器以及四個無源元件即可實現(xiàn)。

 

 

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