如果將一個(gè)降壓轉(zhuǎn)換器（降壓器）用于此單一轉(zhuǎn)換步驟，如圖 1 所示，會(huì)出現(xiàn)小占空比的問題。

 

圖1. 通過單一轉(zhuǎn)換步驟將電壓從48 V降至3.3 V

 

占空比反映導(dǎo)通時(shí)間（當(dāng)主 開關(guān)導(dǎo)通時(shí)）和斷開時(shí)間（當(dāng)主開關(guān)斷開時(shí)）之間的關(guān)系。降壓轉(zhuǎn)換器的占空比由以下公式定義：

 

 

當(dāng)輸入電壓為48 V而輸出電壓為3.3 V時(shí)，占空比約為7%。

 

這意味著在1 MHz（每個(gè)開關(guān)周期為1000 ns）的開關(guān)頻率下， Q1開關(guān)的導(dǎo)通時(shí)間僅有70 ns。然后，Q1開關(guān)斷開930 ns，Q2導(dǎo)通。對(duì)于這樣的電路，必須選擇允許最小導(dǎo)通時(shí)間為70 ns或更短的開關(guān)穩(wěn)壓器。如果選擇這樣一種器件，又會(huì)有另一個(gè)挑戰(zhàn)。

 

通常，當(dāng)以非常小的占空比運(yùn)行時(shí)，降壓調(diào)節(jié)器的轉(zhuǎn)換效率會(huì)降低。這是因?yàn)榭捎脕碓陔姼兄写鎯?chǔ)能量的時(shí)間非常短。電感器需要在較長(zhǎng)的關(guān)斷時(shí)間內(nèi)提供能量。這通常會(huì)導(dǎo)致電路中的峰值電流非常高。為了降低這些電流，L1的電感需要相對(duì)較大。這是由于在導(dǎo)通時(shí)間內(nèi)，一個(gè)大電壓差會(huì)施加于圖1 的L1兩端。

 

在這個(gè)例子中，導(dǎo)通時(shí)間內(nèi)電感兩端的電壓約為44.7 V，開關(guān)節(jié)點(diǎn)一側(cè)的電壓為48 V，輸出端電壓為3.3 V。電感電流通過以下公式計(jì)算：

 

 

如果電感兩端有高電壓，在電感不變的情況下，電感中的電流會(huì)在固定時(shí)間內(nèi)上升。為了減小電感峰值電流，需要選擇較高的電感值。然而，更高的電感值會(huì)增加功率損耗。

 

目前，非常常見且更高效的提高轉(zhuǎn)換效率的電路解決方案是利用一個(gè)中間電壓。圖2顯示了一個(gè)使用兩個(gè)高效率降壓調(diào)節(jié)器的級(jí)聯(lián)設(shè)置。第一步是將48 V電壓轉(zhuǎn)換為12 V，然后在第二轉(zhuǎn)換步驟中將該電壓轉(zhuǎn)換為3.3 V。當(dāng)從48 V降至12 V時(shí)，LTM8027μModule穩(wěn)壓器模塊的總轉(zhuǎn)換效率超過92%。第二轉(zhuǎn)換步驟利用 LTM4624將12 V降至3.3 V，轉(zhuǎn)換效率為90%。這種方案的總轉(zhuǎn)換效率為83%，比圖1中的直接轉(zhuǎn)換效率高出3%。

 

圖2. 電壓分兩步從48 V降至3.3 V，包括一個(gè)12 V中間電壓

 

這可能相當(dāng)令人驚訝，因?yàn)?.3 V輸出上的所有功率都需要通過兩個(gè)獨(dú)立的開關(guān)穩(wěn)壓器電路。圖1所示電路的效率較低，原因是占空比較短，導(dǎo)致電感峰值電流較高。

 

比較單步降壓架構(gòu)與中間總線架構(gòu)時(shí)，除轉(zhuǎn)換效率外，還有很多其他方面需要考慮。

 

 

圖3顯示了LTC7821的電路設(shè)置。它是一款混合式同步降壓型控制器，其中結(jié)合了電荷泵（用以將輸入電壓減半）和采用降壓拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的同步降壓轉(zhuǎn)換器。利用它在500 kHz開關(guān)頻率下將48 V轉(zhuǎn)換為12 V時(shí)，轉(zhuǎn)換效率超過97%。其他架構(gòu)只有在低得多的開關(guān)頻率時(shí)才能實(shí)現(xiàn)如此高效率，而且需要較大電感。

 

圖3. 混合式降壓轉(zhuǎn)換器的電路設(shè)計(jì)

 

需要使用四個(gè)外部開關(guān)晶體管。在工作期間，電容C1和C2執(zhí)行電荷泵功能。以這種方式產(chǎn)生的電壓通過同步降壓功能轉(zhuǎn)換為精確調(diào)節(jié)的輸出電壓。為了優(yōu)化EMC特性，電荷泵采用軟開關(guān)操作。 

 

電荷泵和降壓拓?fù)涞慕M合具有以下優(yōu)點(diǎn)：

 

由于電荷泵和同步開關(guān)穩(wěn)壓器的優(yōu)化組合，轉(zhuǎn)換效率非常高。外部MOSFET M2、M3 和M4只需承受低電壓。電路也很緊湊。相比單級(jí)轉(zhuǎn)換器方法， 電感更小且更便宜。對(duì)于該混合式控制器，開關(guān)M1和M3的占空 比為D = 2×VOUT/VIN。對(duì)于M2和M4，占空比為D = (VIN – 2 × VOUT)/VIN。

 

對(duì)于電荷泵，許多開發(fā)人員假定功率輸出限制約為100 mW。采用 LTC7821 的混合式轉(zhuǎn)換器開關(guān)設(shè)計(jì)的電路可以提供高達(dá)25 A的輸出電流。為了獲得更高的性能，多個(gè)LTC7821控制器可以連成并聯(lián)多相配置，并且頻率同步以分擔(dān)整體負(fù)載。

 

圖4. 在500 kHz開關(guān)頻率下將48 V轉(zhuǎn)換為5 V的典型轉(zhuǎn)換效率

 

圖4顯示了不同負(fù)載電流下48 V輸入電壓和5 V輸出電壓的典型轉(zhuǎn)換效率。在大約6A時(shí)，轉(zhuǎn)換效率超過90%。在13 A和24 A之間， 效率甚至高于94%。

 

混合式降壓控制器以緊湊的形式提供非常高的轉(zhuǎn)換效率。相對(duì)于采用中間總線電壓的分立式兩級(jí)開關(guān)穩(wěn)壓器設(shè)計(jì)，以及以非常低占空比工作的單級(jí)轉(zhuǎn)換器，它提供了另一種有趣的解決方案。有些設(shè)計(jì)人員更喜歡級(jí)聯(lián)架構(gòu)，有些則喜歡混合架構(gòu)。運(yùn)用這兩種選擇，每個(gè)設(shè)計(jì)都應(yīng)當(dāng)能成功。

 

 

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