【導(dǎo)讀】鑒于全球能源危機(jī)，當(dāng)前電子設(shè)備的重點(diǎn)是實(shí)現(xiàn)高功率與低能耗的結(jié)合。因此，許多電子公司都在提高其眾多產(chǎn)品規(guī)格中的效率標(biāo)準(zhǔn)。然而，常規(guī)的硬開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換器幾乎無(wú)法滿(mǎn)足這些要求。

鑒于全球能源危機(jī)，當(dāng)前電子設(shè)備的重點(diǎn)是實(shí)現(xiàn)高功率與低能耗的結(jié)合。因此，許多電子公司都在提高其眾多產(chǎn)品規(guī)格中的效率標(biāo)準(zhǔn)。然而，常規(guī)的硬開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換器幾乎無(wú)法滿(mǎn)足這些要求。所以，電源單元的開(kāi)發(fā)人員已經(jīng)轉(zhuǎn)向諸如LLC諧振轉(zhuǎn)換器之類(lèi)的軟開(kāi)關(guān)拓?fù)洌蕴岣咝什?shí)現(xiàn)更高的工作頻率。但是，他們必須考慮以下幾個(gè)方面的問(wèn)題。

諧振LLC半橋可確保整個(gè)開(kāi)關(guān)設(shè)備在導(dǎo)通之前進(jìn)行零電壓開(kāi)關(guān)(ZVS)(或在關(guān)斷時(shí)為零電流)。因此，可以通過(guò)在每次轉(zhuǎn)換期間疊加開(kāi)關(guān)電流和電壓來(lái)避免能量損失。利用這種電路，開(kāi)關(guān)損耗可以在高頻下也保持較低水平，從而減小電抗組件的尺寸。當(dāng)然，較低的損耗也允許使用較小的散熱器。零電壓條件源于MOSFET體二極管的固有導(dǎo)通。在極快的負(fù)載變化期間，MOSFET可以從零電壓轉(zhuǎn)換為零電流開(kāi)關(guān)條件。在這種情況下，高dv/dt值可能會(huì)將固有雙極型晶體管切換到導(dǎo)通狀態(tài)，這通常會(huì)導(dǎo)致MOSFET損壞。

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LLC拓?fù)渲邪霕虻幕倦娐钒▋蓚€(gè)機(jī)械開(kāi)關(guān)：高邊機(jī)械開(kāi)關(guān)(Q1)和低邊機(jī)械開(kāi)關(guān)(Q2)。它們由電感器Lr和電容器Cr連接到變壓器(參見(jiàn)圖1)。機(jī)械開(kāi)關(guān)由它們的固有二極管(D1和D2)和固有電容輸出電阻(C1和C2)橋接。為了闡明它們?cè)谝话愎ぷ髟碇械淖饔?，它們?cè)趫D1中分別被標(biāo)示。此外，還可以看到另一個(gè)電感Lm。這是變壓器的漏感，它在LLC拓?fù)渲衅鹬匾淖饔谩?/p>

圖1：電感器Lr和電容器Cr連接到變壓器

假設(shè)變壓器的初級(jí)電感值Lm太高以至于對(duì)諧振網(wǎng)絡(luò)沒(méi)有影響，則上圖所示的轉(zhuǎn)換器充當(dāng)串聯(lián)諧振轉(zhuǎn)換器。

在諧振單元中，如果輸入信號(hào)的頻率(fi)等于諧振頻率(fr)，即LC阻抗等于零，則可實(shí)現(xiàn)最大放大率。轉(zhuǎn)換器的工作頻率范圍受兩個(gè)特定諧振頻率值所限制。這些數(shù)值取決于電路。LLC控制器將MOSFET的開(kāi)關(guān)頻率(fs)設(shè)置為等于開(kāi)關(guān)的諧振頻率，以確保諧振的寶貴優(yōu)勢(shì)。

圖2：寄生電氣等效電路

在負(fù)載變化期間，諧振頻率從最小值(fr2)變?yōu)樽畲笾?fr1)：

當(dāng)fs≥fr1時(shí)，LLC用作RC串聯(lián)諧振電路。該工作原理適用于高負(fù)載，即Lm面對(duì)低阻抗的情況。相反地，對(duì)于fs≤fr2，LLC則充當(dāng)RC并聯(lián)諧振電路，這是低負(fù)載的情況。不過(guò)這種情況通常不會(huì)發(fā)生，因?yàn)橄到y(tǒng)隨后將在ZCS(零電流開(kāi)關(guān))模式下運(yùn)行。如果頻率fi處于fr2 <fi <fr1的范圍內(nèi)，那么這兩種工作原理將結(jié)合起來(lái)。

圖3

如果以圖形形式顯示諧振單元的放大率，則會(huì)得到如圖3所示的曲線(xiàn)，這表明了曲線(xiàn)形狀如何根據(jù)Q值而改變。

曲線(xiàn)

LLC諧振轉(zhuǎn)換器的工作范圍受到最大放大率的限制。特別要注意的是，在fr1或fr2處無(wú)法達(dá)到最大電壓放大率。實(shí)際上，實(shí)現(xiàn)最大放大率的頻率在fr2和fr1之間。隨著Q值的降低(即隨著負(fù)載的降低)，最大放大頻率移向fr2，并且獲得了更高的最大放大率。隨著Q值的提高(即負(fù)載的增加)，最大放大率的頻率移向fr1，而最大放大率減小了。因此，對(duì)于諧振網(wǎng)絡(luò)，滿(mǎn)載是最不利的情況。

關(guān)于MOSFET，如上所述，帶有LLC的諧振轉(zhuǎn)換器在軟開(kāi)關(guān)MOSFET方面具有關(guān)鍵優(yōu)勢(shì)，而正弦輸出電流可降低整個(gè)系統(tǒng)的發(fā)射干擾(EMC)。

圖4說(shuō)明了LLC轉(zhuǎn)換器的典型波形，它還清楚地表明，漏極電流Ids1在變?yōu)檎抵跋日袷帪樨?fù)值。負(fù)電流值表示體二極管正在導(dǎo)電。在此階段，MOSFET的漏極-源極電壓非常低，因?yàn)樗Q于二極管上的壓降電壓。如果在體二極管的電導(dǎo)率實(shí)際上為零的同時(shí)進(jìn)行MOSFET開(kāi)關(guān)，則會(huì)發(fā)生向ZVS的過(guò)渡，從而降低了開(kāi)關(guān)損耗。結(jié)果可以減小散熱器的尺寸，從而提高系統(tǒng)的效率。

圖4：LLC轉(zhuǎn)換器的典型波形

如果MOSFET的開(kāi)關(guān)頻率fs小于fr1，則轉(zhuǎn)換器上的電流呈現(xiàn)不同的形狀。 如果這情況持續(xù)足夠長(zhǎng)的時(shí)間，以至在輸出二極管上產(chǎn)生間歇性電流，則初級(jí)側(cè)的電流會(huì)偏離正弦波形。

此外，如果MOSFET的固有輸出電容C1和C2具有可與Cr相比的數(shù)值，則諧振頻率fr也取決于組件。為避免這種情況并使fr值與所使用的組件無(wú)關(guān)，關(guān)鍵是在設(shè)計(jì)階段選擇大于C1和C2的Cr數(shù)值。

圖5：fs_xiaoyu_fr1情況下LLC轉(zhuǎn)換器的典型波形

續(xù)流和ZVS條件

針對(duì)與諧振頻率有關(guān)的方程式的分析表明，諧振網(wǎng)絡(luò)的輸入阻抗在最大放大率的頻率以上為電感性，而諧振網(wǎng)絡(luò)的輸入電流(Ip)則保持低于施加到諧振網(wǎng)絡(luò)的電壓(Vd)。在低于最大放大率頻率時(shí)，諧振網(wǎng)絡(luò)的輸入阻抗相比之下是電容性的，并且Ip大于Vd。

在電容性范圍內(nèi)工作期間，在開(kāi)關(guān)操作過(guò)程中，體二極管在電壓方面會(huì)發(fā)生極性反轉(zhuǎn)，但體二極管在這個(gè)時(shí)候仍在承載電流，這會(huì)使MOSFET承受很高的故障風(fēng)險(xiǎn)。如綠色圓圈(圖6)中顯示的那樣，內(nèi)部二極管的反向恢復(fù)時(shí)間(trr)是非常重要的。

圖6：具有電容性或電感性輸入阻抗的電流的時(shí)間響應(yīng)

圖7：從低負(fù)載到高負(fù)載的過(guò)渡

根據(jù)這一點(diǎn)，在從低負(fù)載過(guò)渡到高負(fù)載的期間(見(jiàn)圖8)，控制電路(LLC控制器)應(yīng)能夠使MOSFET切換至ZVS模式并達(dá)到正的關(guān)斷電流范圍。如果這不能保證，那么MOSFET可能會(huì)在危險(xiǎn)范圍內(nèi)工作。

圖8：零電壓_ZV_和零電流_ZC_開(kāi)關(guān)區(qū)域的增益

在恒定的低負(fù)載下，系統(tǒng)在較低的諧振頻率fr2附近運(yùn)行。在這種情況下，可以保證ZVS模式和正的關(guān)斷漏極電流。在負(fù)載變化后(從低到高)，開(kāi)關(guān)頻率應(yīng)遵循新的諧振頻率。如果不是這種情況(如圖8中的綠線(xiàn)所示)，則系統(tǒng)狀態(tài)處于范圍3(ZCS范圍)。 這意味著ZVS模式和正的關(guān)斷漏極電流不可用。如果MOSFET關(guān)斷，電流也將流過(guò)其體二極管。如果在放大圖中分析從低負(fù)載到高負(fù)載的過(guò)渡，可以建立以下條件：

黑色虛線(xiàn)繪制了過(guò)渡過(guò)程中的理想路線(xiàn)，而綠線(xiàn)則對(duì)應(yīng)于實(shí)際路線(xiàn)。可以看到，在從低負(fù)載到高負(fù)載的過(guò)渡期間，系統(tǒng)在ZCS范圍內(nèi)運(yùn)行。這樣，內(nèi)部二極管的性能就變得非常重要。因此，在體二極管中恢復(fù)時(shí)間非常短的斷路器，便成為了新型LLC概念的發(fā)展趨勢(shì)。

評(píng)測(cè)和參考電路板

為了開(kāi)發(fā)開(kāi)關(guān)電源，我們建議您使用評(píng)測(cè)板或參考板來(lái)收集經(jīng)驗(yàn)數(shù)值，它們還可用于測(cè)試帶有快速體二極管的MOSFET并評(píng)估其優(yōu)勢(shì)。這些經(jīng)驗(yàn)也可用于儒卓力的不同LLC拓?fù)湫涂睢?/p>

STEVAL-ISA132V1評(píng)測(cè)板可在限定的時(shí)間內(nèi)提供170 W的連續(xù)輸出(VIN = 190 V至264 V AC，VOUT = 24 V)，峰值輸出超過(guò)300W。它的架構(gòu)基于不帶PFC的單級(jí)LLC諧振變換器和L6699諧振控制器。它具有一些創(chuàng)新功能，例如自調(diào)整、可調(diào)整的空載時(shí)間、對(duì)工作模式的抗電容保護(hù)，以及可防止啟動(dòng)過(guò)程中發(fā)生硬開(kāi)關(guān)的專(zhuān)有安全啟動(dòng)。

EVLSTNRG-170W評(píng)測(cè)板提供了通過(guò)使用PFC級(jí)以及基于STNRG388A數(shù)字控制器的LLC轉(zhuǎn)換器的數(shù)字控制獲得經(jīng)驗(yàn)的可能性。在這種情況下，上游PFC級(jí)將在“增強(qiáng)的恒定導(dǎo)通時(shí)間”模式(DCM-CCM邊界)下運(yùn)行，而LLC轉(zhuǎn)換器則在“時(shí)移控制 ”模式(TSC)下運(yùn)行。該評(píng)測(cè)板的設(shè)計(jì)可提供高達(dá)170 W的連續(xù)輸出，應(yīng)用支持多種輸出電壓：主要應(yīng)用為24 V(6 A)，例如12 V (2 A)用于控制器，5 V (2 A)則用于待機(jī)操作(始終開(kāi)啟)。

EVLCMB1-90WADP是另一個(gè)較小的輸出評(píng)測(cè)板，這是專(zhuān)門(mén)針對(duì)筆記本電腦AC/DC適配器的典型規(guī)格而設(shè)計(jì)的19 V/90 W轉(zhuǎn)換器。當(dāng)然，只要在目標(biāo)設(shè)計(jì)中對(duì)輸出電壓進(jìn)行相應(yīng)的調(diào)整，該評(píng)測(cè)板也可以用作進(jìn)一步應(yīng)用的基礎(chǔ)。它具有較寬的電源輸入范圍(頻率為45至65 Hz時(shí)為90 V至264 V AC)，低負(fù)載時(shí)的功耗非常低。

同樣，其架構(gòu)基于兩階段方法：過(guò)渡模式PFC預(yù)調(diào)節(jié)器和下游LLC半橋諧振轉(zhuǎn)換器。 PFC級(jí)和LLC轉(zhuǎn)換器的兩個(gè)控制器都集成在STCMB1 Combo IC中。

（來(lái)源：儒卓力）

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