【導(dǎo)讀】在汽車電子的許多應(yīng)用中，負(fù)載需要通過一條較長的輸出線連接到主板上。如圖1所示，典型應(yīng)用有Class-D，LED，USB充電器等。往往此時(shí)的傳導(dǎo)EMI會更加嚴(yán)重，這次分享就是針對這一問題來分析和進(jìn)行改善。
圖 1：汽車電子中需要長線負(fù)載的應(yīng)用
首先我們來看一下測試裝置
在測試這些負(fù)載的傳導(dǎo)EMI時(shí)，輸出線的長度應(yīng)該保持和實(shí)際應(yīng)用一致。因此，基于汽車電子CISPR-25測試標(biāo)準(zhǔn)，測試裝置如圖2所示：被測設(shè)備（EUT）距參考地（銅板）5厘米，之間為低介電常數(shù)介質(zhì)（相對介電常數(shù)小于1.4）；輸出線為1~2米，取決于實(shí)際應(yīng)用情況；LISN接在電源和EUT之間，為噪聲回路提供恒定的阻抗（對共模來說，這個阻抗為25Ω）。
圖 2：汽車電子長線負(fù)載測試裝置
圖3對比了MPS的同一個車載Class-D功放（2.2MHz，BTL，24.5W，模擬輸入Class-D功放）在加輸出線和不加輸出線的傳導(dǎo)EMI測試結(jié)果。從圖中可以看出，在沒有輸出線的情況下，它的EMI可以滿足CISPR25的要求，但是，在有2m輸出線的情況下，EMI明顯變差，尤其是在30MHz和90MHz左右出現(xiàn)兩個峰，導(dǎo)致EMI難以達(dá)標(biāo)。
圖 3：汽車電子長線與無輸出線負(fù)載傳導(dǎo)EMI對比
針對這一問題，我們將先介紹長線負(fù)載的共模EMI模型，并由此解釋了測試中的現(xiàn)象，并介紹了降噪方法。
那么下面讓我們以一個Class-D功放為例，先來看一下傳導(dǎo)的共模EMI模型。
長線負(fù)載EMI模型
圖4展示了Class-D的拓?fù)浼捌鋫鲗?dǎo)共模噪聲路徑。共模噪聲由電路中開關(guān)頻率的dv/dt節(jié)點(diǎn)和di/dt環(huán)路產(chǎn)生，通過輸出濾波器到輸出側(cè)，再通過輸出側(cè)對地的阻抗到參考地上，最后從LISN流回EUT。由此也可以看出，輸出線對地的寄生阻抗（ZP）在分析傳導(dǎo)EMI上很重要。除此之外，CSWP為dv/dt節(jié)點(diǎn)對參考地的寄生電容，也為共模噪聲提供了一條通路。
圖 4：Class-D功放的共模噪聲路徑
根據(jù)我們熟悉的替代定理（Substitution Theorem），在分析EMI問題時(shí)，我們可以用電壓源或者電流源對開關(guān)上的電壓或者電流進(jìn)行等效替代。圖5為應(yīng)用了替代原理之后的電路圖。
圖 5：應(yīng)用替代定理分析Class-D功放的共模噪聲
下一步，每個噪聲源產(chǎn)生的噪聲可以用疊加定理來進(jìn)行分析，圖6和圖7分別表示電流源以及電壓源的分析，可見，在這個模型中，電流源并不會獨(dú)自產(chǎn)生噪聲，但電壓源可以，我們也可以依此得到圖7中初步的共模模型。
圖 6：應(yīng)用疊加定理分析Class-D功放的共模噪聲電流源
圖 7：應(yīng)用疊加定理分析Class-D功放的共模噪聲電壓源
值得一提的是，到現(xiàn)在我們還沒有考慮近場耦合的問題。然而，在實(shí)際中，因?yàn)檩敵鼍€是一個很大的導(dǎo)體，它和EUT之間的近場耦合往往是不能忽略的。近場耦合分為電場耦合和磁場耦合兩種，下面我們將逐一討論。
電場耦合指的是，電路中某一導(dǎo)體（如開關(guān)節(jié)點(diǎn)SWA，SWB）和另一導(dǎo)體（如輸出線）之間有寄生電容，若該導(dǎo)體為高頻dv/dt節(jié)點(diǎn)，那么會有噪聲電流流向另一導(dǎo)體，從而產(chǎn)生EMI噪聲，如下圖左圖所示。而磁場耦合指的是，電路中某個環(huán)路（如開關(guān)與輸入電容之間的環(huán)路）和另一環(huán)路（如輸出線和參考地之間的環(huán)路）有互感，如果該環(huán)路為高頻di/dt環(huán)路，則會在另一環(huán)路上產(chǎn)生感應(yīng)電動勢，從而產(chǎn)生EMI噪聲，如下圖右圖所示。
圖 8：電場耦合與磁場耦合
若考慮電場耦合，圖7中的模型可以用圖9加以修正，其中CCou代表從開關(guān)節(jié)點(diǎn)耦合到輸出線上的電容，可見，在高頻時(shí)，這個電容阻抗很小，會將噪聲電流旁路，并造成EMI問題。
圖 9：考慮電場耦合的EMI模型
另一方面，若考慮磁場耦合，我們會發(fā)現(xiàn)，圖6中的di/dt環(huán)路是可以產(chǎn)生磁場耦合的，模型可以用圖10加以描述，在解耦之后，我們發(fā)現(xiàn)共模路徑中多了一個噪聲源，其大小與di/dt的強(qiáng)度，以及輸入環(huán)路和輸出線對地環(huán)路之間的互感成正比。
圖 10：考慮磁場耦合的EMI模型
在以上的討論之后，讓我們來揭開最后一部分阻抗，即傳輸線對地阻抗的神秘面紗。
輸出長線對地阻抗的分析
因?yàn)檩敵鼍€很長，在傳導(dǎo)的高頻頻段，我們需要考慮它的傳輸線效應(yīng)。電力電子工程師朋友們在日常工作中可能很少會用到這部分的內(nèi)容，因此首先介紹一下相關(guān)的概念。
當(dāng)電路尺寸與要考察的頻率對應(yīng)的波長相近時(shí)，電路的相關(guān)參數(shù)，如電壓、電流、阻抗等，會由集中參數(shù)變?yōu)榉植紖?shù)。對于傳輸線的每一小段，如圖11（a）所示，我們可以考察它的單位電感、電阻、電容以及電導(dǎo)。最終，傳輸線上電流以及電壓的分布可以用式（1）表示：
其中，Z0為傳輸線特征阻抗，γ為傳輸常數(shù)。當(dāng)傳輸線上的損耗（R與G）可以忽略時(shí)，Z0和γ可以用（2）和（3）表示：
由于我們的輸出線有如圖11（b）所示的幾何形狀，這些參數(shù)都可以通過電磁場理論求出。當(dāng)不考慮損耗時(shí)，我們主要關(guān)心單位電感與電容，它們分別由式（4）和（5）表示。其中，d表示線與參考地的距離，r表示線的半徑，ε為介質(zhì)的介電常數(shù)，μ為介質(zhì)的磁導(dǎo)率。這里因?yàn)槭枪材Ｔ肼?，所以輸出的兩條線近似合并為同一導(dǎo)體考慮。
圖 11：（a）傳輸線模型；（b）輸出線對地的幾何模型
最后，由于我們的輸出線的末端與參考地之間沒有連接，可以認(rèn)為是近似開路（末端電流為0），我們可以將（2）-（5）代入到（1），得到最終輸出線上的電流與電壓表達(dá)式。因此，可以得到，對于長度為l的輸出線，它的阻抗ZOC可以用（6）表示：
其中ω為角頻率 
；
而λ即為波長 
。
通過（6），根據(jù)三角函數(shù)的性質(zhì)，在l為四分之一波長的奇數(shù)倍時(shí)（如1/4λ，3/4λ等），這個阻抗將發(fā)生串聯(lián)諧振，導(dǎo)致EMI傳播路徑上的阻抗大幅減小，因此，我們會發(fā)現(xiàn)有EMI峰的存在。如果傳輸線長為2m，那么根據(jù)我們的實(shí)際情況，1/4λ，3/4λ對應(yīng)的頻率分別在31.6MHz和95.1MHz，這也就解釋了為什么圖3的頻譜上會出現(xiàn)這兩個峰。
圖 12：不同長度傳輸線的對地阻抗測量結(jié)果
這個理論也很容易直接通過測量進(jìn)行驗(yàn)證。圖12為不同長度傳輸線的對地阻抗測量結(jié)果，顯然，對于2m的輸出線，其阻抗謝振峰的位置符合我們之前的計(jì)算結(jié)果，這也解釋了EMI測量結(jié)果中的諧振峰。另外，輸出線越短，諧振發(fā)生的頻率也越高。
最后，我們可以將1/4λ對應(yīng)的頻率表示為（7）：
從（7）可以看出，輸出線與參考地的距離，以及線徑，都不會影響這個諧振的位置，諧振只與輸出線的長度有關(guān)。
由此，我們得到了完整的傳導(dǎo)共模EMI模型，下面我們就來看一下有什么方式來降低噪聲。
降噪措施與實(shí)際應(yīng)用
基于噪聲的模型，我們列出了一些通用的降噪方法：
● 減小高頻噪聲源，如降低開關(guān)波形的斜率；
● 通過抖頻等方式降低高頻噪聲；
● 在布線時(shí)，盡可能減小dv/dt節(jié)點(diǎn)以及di/dt環(huán)路的面積；
● 在回路上加共模濾波器，或者在輸出線上加磁環(huán)；
● 有條件的話，可改變輸出線長避開敏感頻段；
● 加屏蔽罩以解決近場耦合問題。
其中，后三點(diǎn)是針對輸出長線負(fù)載的降噪手段，我們分別來看一下效果。
首先，是在輸出側(cè)加磁環(huán)（加在靠近板子的一端），圖13對比了加與不加磁環(huán)時(shí)的輸出線對地阻抗，可見，在加磁環(huán)之后，對地阻抗明顯增大，可以避免諧振的影響。圖14則比較了輸出線有無磁環(huán)時(shí)的傳導(dǎo)EMI。可見，磁環(huán)有效地抑制了高頻的諧振峰。
圖 13：輸出線加磁環(huán)后的對地阻抗
圖 14：輸出線有無磁環(huán)時(shí)的傳導(dǎo)EMI測試結(jié)果
其次，是通過改變線長來改變諧振峰的位置，如圖12所示，當(dāng)線長為1.2m時(shí)，3/4λ對應(yīng)的諧振峰在108MHz以上，已經(jīng)避開了FM波段（76MHz - 108MHz）。因此，當(dāng)測試允許改變線長的時(shí)候，這也不失為一種降噪手段。圖15比較了線長為2m和1.2m時(shí)的傳導(dǎo)EMI結(jié)果。顯然，后者的諧振僅有位于53MHz左右的一個峰。
圖 15：輸出線長為2m和1.2m時(shí)的傳導(dǎo)EMI測試結(jié)果
最后，基于第二節(jié)的介紹，我們可以通過消除輸出線與測試板之間的近場耦合來降低EMI。屏蔽罩的材質(zhì)可以為金屬，要包裹電路中的dv/dt節(jié)點(diǎn)與di/dt環(huán)路，且屏蔽罩需要接地（接到靠近噪聲源的地）。
圖16說明了接地對于電場耦合的效果。當(dāng)dv/dt節(jié)點(diǎn)被屏蔽后，原來直接對參考地對輸出線的雜散電容Cswp和CCou變成了其對屏蔽罩的雜散電容Cswp1和CCou1。當(dāng)屏蔽罩接地的時(shí)候，噪聲電流直接流回噪聲源的地，不會經(jīng)過LISN，因此也就沒有共模噪聲了。（如果不接地的話，由于屏蔽罩對于參考地以及輸出線仍有雜散電容，噪聲電流仍然會流到參考地上，無法起到降低EMI的效果。）
圖 16：接地屏蔽罩對于電場耦合的影響
圖17說明了接地對于高頻磁場耦合的效果。當(dāng)di/dt節(jié)點(diǎn)被屏蔽后，在理想情況下（屏蔽罩與di/dt環(huán)路的耦合非常好，高頻時(shí)屏蔽罩的阻抗基本為感性），屏蔽罩可以產(chǎn)生一個渦流抵消原來di/dt環(huán)路對外界的影響。解耦后，如圖17右側(cè)所示，原來磁場耦合產(chǎn)生的感應(yīng)電壓源可以被屏蔽罩抵消。
圖 17：屏蔽罩對于高頻磁場耦合的影響
從EMI測試結(jié)果也可以驗(yàn)證，在加上屏蔽罩之后，如圖18所示，傳導(dǎo)噪聲有明顯的改善，在有2m輸出線的情況下也可以滿足CISPR25-Class5的要求，并有6dB的裕量。
圖 18：有無接地屏蔽罩的傳導(dǎo)EMI測試結(jié)果對比
另外，在這次分享中，我們雖然是以一個Class-D功放作為例子，但是，文中提到的方法也適用于其他的芯片哦。比如MPS公司產(chǎn)品 --- MPQ7200，它是一個同步LED驅(qū)動，它使用了抖頻，對稱VIN設(shè)計(jì)等一系列手段降低EMI（具體技術(shù)可以參考我們?nèi)ツ甑腅MI話題分享）。
如圖19所示，當(dāng)沒有輸出線時(shí)，傳導(dǎo)EMI噪音非常低，但當(dāng)加上2m輸出線時(shí)，它也會在對應(yīng)的位置出現(xiàn)兩個諧振峰。
圖 19：MPQ7200有無2m輸出線時(shí)的傳導(dǎo)EMI測試結(jié)果
同理，通過加屏蔽罩的方式，如圖20所示，我們可以減少它的傳導(dǎo)噪聲，這一效果在高頻尤其明顯。這也說明了這次分享中提到的原理和降噪措施對于各種變換器拓?fù)涠际峭ㄓ玫摹?/p>
圖 20：MPQ7200有無屏蔽罩時(shí)的傳導(dǎo)EMI測試結(jié)果。
最后，我們來進(jìn)行一下總結(jié)，在本次分享中，我們先介紹了高頻共模傳導(dǎo)EMI的建模，并在模型中考慮了電場耦合和磁場耦合的影響；之后，我們通過傳輸線理論解釋了輸出帶長線負(fù)載的傳導(dǎo)EMI結(jié)果為什么會出現(xiàn)諧振峰，并可以準(zhǔn)確預(yù)測它的位置；最后，我們介紹了一系列的通用的EMI降噪方法并進(jìn)行了對比。
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