- 探究改造低頻ISM發(fā)送器使其支持高頻應(yīng)用
- 采用434MHz匹配網(wǎng)絡(luò)拓?fù)?/strong>
- 采用具有更低相位噪聲的設(shè)計(jì)
引言
低頻（300MHz至450MHz） ISM RF發(fā)送器已廣泛用于歐洲434MHz市場(chǎng)，這也是美國260MHz至470MHz頻段的重要頻點(diǎn)。本文介紹了如何使用現(xiàn)有的低頻段RF IC構(gòu)建868MHz發(fā)送器，以支持歐洲868MHz至870MHz免授權(quán)頻段應(yīng)用。
本文重點(diǎn)討論了一系列測(cè)試，分析采用一個(gè)或多個(gè)設(shè)計(jì)用于300MHz至450MHz ISM頻段的RF發(fā)送器在868MHz頻率下所能提供的發(fā)射功率。
理論挑戰(zhàn)
對(duì)于大多數(shù)低頻ISM發(fā)射器，其開關(guān)功率放大器（PA）產(chǎn)生的二次諧波僅比基波頻率低3dB.如果允許犧牲部分效率和功率性能，是否可以采用設(shè)計(jì)用于434MHz的IC來構(gòu)建868MHz ASK發(fā)送器呢？由于相位噪聲密度僅僅滿足歐洲電信標(biāo)準(zhǔn)協(xié)會(huì)（ETSI）對(duì)于歐洲434MHz免授權(quán)波段的帶外輻射標(biāo)準(zhǔn)要求，該相位噪聲密度無法滿足868MHz頻段更為嚴(yán)格的要求。但這并不意味著設(shè)計(jì)868MHz ASK發(fā)送器沒有任何價(jià)值。一些用戶可能只需要很低的發(fā)射功率，或者只需對(duì)低頻段IC的振蕩器進(jìn)行一些修改，并不需要進(jìn)行全新的設(shè)計(jì)。
開關(guān)功率放大器的RF頻譜
大多數(shù)低頻ISM RF發(fā)送器中，開關(guān)功率放大器會(huì)產(chǎn)生占空比為0.25的周期脈沖，該脈沖序列的周期即為載波周期。理論上，脈沖序列的頻譜是一組位于載頻整數(shù)倍頻點(diǎn)、以均勻間隔排列的譜線。每條譜線的幅度由函數(shù)sinc （sinx/x）加權(quán)，其中在4倍載頻的整數(shù)倍頻點(diǎn)處，幅度為零。圖1給出了434MHz載波頻譜的前六次諧波。868MHz分量（二次諧波）僅比基頻434MHz低3dB.事實(shí)上，電路中的開關(guān)放大器只是驅(qū)動(dòng)一個(gè)調(diào)諧電路，而電路特性主要取決于對(duì)基頻諧波的抑制能力。如果調(diào)諧電路具有相對(duì)較寬的頻帶，那么它在868MHz處的輻射功率與基頻功率的差值就會(huì)小于3dB.
圖1. 434MHz頻點(diǎn)處，25%占空比RF脈沖的基波與諧波理論功率
將MAX7044EVKIT的諧波濾波器去掉，同時(shí)將偏置電感更改為62nH （這個(gè)值與2pF至2.5pF的寄生電容產(chǎn)生諧振），可以在此評(píng)估板上驗(yàn)證3dB的差異。由L-C組成的諧振電路具有較寬的頻帶。因此，當(dāng)功率放大器輸出直接連接到50Ω負(fù)載時(shí)，不會(huì)大幅衰減868MHz處的諧波。圖2所示為頻譜分析儀在434MHz和868MHz頻點(diǎn)的顯示結(jié)果。868MHz分量比434MHz分量低3.5dB,這說明諧振電路衰減了0.5dB.
圖2. MAX7044EVKIT的ISM發(fā)送器工作在434MHz時(shí)的頻譜
下一步是修改匹配網(wǎng)絡(luò)以增強(qiáng)868MHz二次諧波，并衰減434MHz基頻。
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修改天線匹配電路以支持868MHz系統(tǒng)
434MHz匹配網(wǎng)絡(luò)拓?fù)?/strong>
利用已有的434MHz頻段拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)對(duì)MAX7044EVKIT進(jìn)行修改，使其支持868MHz頻點(diǎn)應(yīng)用。所有ISM RF發(fā)送器評(píng)估板的匹配網(wǎng)絡(luò)在300MHz至450MHz頻段具有相同的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，如圖3所示。圖中器件標(biāo)號(hào)與MAX7044EVKIT評(píng)估板標(biāo)示相同。
圖3. MAX7044EVKIT的匹配網(wǎng)絡(luò)和器件標(biāo)號(hào)
采用這種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)時(shí)，有多種方法可以將電路匹配至50Ω負(fù)載。最直接的方法是將C2-L3-C6的π型網(wǎng)絡(luò)配置為50Ω低通濾波器來抑制諧波。然后，使用C1-L1組成的"L"型窄帶阻抗變換網(wǎng)絡(luò)將50Ω變換到高阻。除了280MHz至450MHz、可編程發(fā)送器MAX7044和MAX7060外，所有Maxim ISM RF低頻段發(fā)送器在驅(qū)動(dòng)125Ω至250Ω負(fù)載時(shí)的功效是最高的。MAX7044在低頻驅(qū)動(dòng)50Ω至60Ω負(fù)載時(shí)具有最高發(fā)射功率（2.7V供電時(shí)為13dBm）。增大發(fā)送器功率放大器輸出端的阻抗，可以降低發(fā)射功率和供電電流。正常工作在低頻時(shí)，選擇電感和電容用于匹配功率放大器在設(shè)計(jì)頻率下要求的阻抗。對(duì)于MAX7044EVKIT,LC網(wǎng)絡(luò)在433.92MHz時(shí)能夠很好地匹配在50Ω負(fù)載。
以下實(shí)驗(yàn)的目的是改變433.92MHz評(píng)估板的匹配網(wǎng)絡(luò)（使其在868MHz下能夠很好地匹配），同時(shí)降低其在434MHz頻點(diǎn)的發(fā)射功率。
功率放大器輸出電路調(diào)諧至868MHz
設(shè)計(jì)868MHz頻率下的匹配電路，第一步是嘗試可行的、最簡(jiǎn)單的匹配方案，即功率放大器輸出端連接至50Ω電阻的868MHz諧振電路。這種方式用于產(chǎn)生圖1中的基線頻譜。然而，這種情況下，偏置電感與功率放大器引腳的寄生電容諧振工作在868MHz （而不是434MHz）。如配置為圖4所示原理圖，MAX7044EVKIT功率放大器偏置電感需由62nH （434MHz諧振電路）改為16nH （868MHz諧振電路）。另外，移除π型網(wǎng)絡(luò)中的并聯(lián)電容，將串聯(lián)電感替換為0Ω電阻。最后，將π型網(wǎng)絡(luò)與偏置電感之間的串聯(lián)電容C1改為47pF,作為868MHz的隔直電容。
圖4. MAX7044EVKIT工作在868MHz時(shí)的簡(jiǎn)單諧振電路匹配網(wǎng)絡(luò)
下面列出了434MHz基頻及前4次諧波的功率測(cè)量值。圖5給出了434MHz和868MHz處的頻譜分量，頻率值四舍五入至最接近的1MHz內(nèi)。
VDD = 2.7V,I = 16.83mA,IPLL = 2.06mA,IPA = I –IPLL = 14.77mA
P（434MHz） = +9.0dBm
P（868MHz） = +8.65dBm
P（1302MHz） = +4.5dBm
P（1736MHz） = -3.0dBm
功率放大器總效率（全部四個(gè)頻點(diǎn)的功率/（VDD × IPA）） = 46.6%
868MHz頻點(diǎn)處功率放大器的效率 = 18.4%.
圖5. MAX7044EVKIT諧振電路調(diào)諧至868MHz時(shí)的頻譜
由于868MHz諧振電路的帶寬比434MHz諧振電路的帶寬窄（寄生電容相同，因而電感為原來的四分之一），這樣能夠充分抑制434MHz處的基頻，使得基頻和二次諧波的功率大小幾乎相等。諧振電路的這種簡(jiǎn)單修改將868MHz與434MHz處的功率比改善了將近3dB.
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868MHz頻點(diǎn)下的高通匹配
接下來，將低通π型網(wǎng)絡(luò)改為高通網(wǎng)絡(luò)，進(jìn)一步衰減434MHz分量。16nH功率放大器偏置電感和串聯(lián)電容（47pF）保持不變，π型網(wǎng)絡(luò)（通常用作低通濾波器，抑制高次諧波）更改為簡(jiǎn)單的高通L型網(wǎng)絡(luò)，從而將天線連接器處的50Ω阻抗轉(zhuǎn)換為功率放大器輸出端的200Ω。在此選用更為簡(jiǎn)單的L型網(wǎng)絡(luò)替代完整的π型網(wǎng)絡(luò)，可以最大程度地減少對(duì)元件的改動(dòng)，保證可行性。由于采用L型網(wǎng)絡(luò)后功率放大器輸出端的等效阻抗為200Ω （而不是50Ω），其發(fā)射功率的電流損耗低于50Ω負(fù)載時(shí)的電流。
圖6. 高通L型阻抗轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)
VDD = 2.7V,IDC = 18.1mA,IPLL = 2.06mA,IPA = IDC – IPLL = 16.04mA
P（434MHz） = +2.5dBm
P（868MHz） = +11.2dBm
P（1302MHz） = +4.0dBm
P（1736MHz） = -3.2dBm
總效率（全部四個(gè)頻點(diǎn)） = 41.5%
868MHz頻點(diǎn)處的效率 = 30.4%.
圖7. MAX7044EVKIT采用868MHz諧振電路和高通L型網(wǎng)絡(luò)時(shí)的頻譜
高通L型匹配網(wǎng)絡(luò)進(jìn)一步衰減了434MHz分量，將868MHz分量的效率大幅提升至30.5%.這意味著對(duì)現(xiàn)有匹配網(wǎng)絡(luò)做少許改動(dòng)，即可使868MHz信號(hào)在50Ω天線處產(chǎn)生大于10dBm的發(fā)射功率。
匹配網(wǎng)絡(luò)簡(jiǎn)單改動(dòng)的總結(jié)
減小MAX7044EVKIT的偏置電感值，與IC和電路板電容共同構(gòu)成868MHz諧振電路。這樣使得434MHz和868MHz頻點(diǎn)處的功率大小相同。采用簡(jiǎn)單的高通L型匹配網(wǎng)絡(luò)替換諧波濾波器，將868MHz與434MHz的功率比提升9dB,使得868MHz成為主發(fā)射頻率。雖然在功效上有少許損耗，但是電路仍然能夠發(fā)射功率大于10dBm的868MHz信號(hào)。此外，還可對(duì)電路做更多的修改，以進(jìn)一步提高868MHz與434MHz基頻和高次諧波的功率比。
下一步工作的建議
上述簡(jiǎn)單的修改驗(yàn)證了通過更改外部元件可以顯著提高發(fā)送器IC的二次諧波功率（相對(duì)于基頻功率），同時(shí)還保持了較高的發(fā)射信號(hào)功率。這是一個(gè)很好的開端，但要發(fā)射符合868MHz歐洲免授權(quán)頻段和美國915MHz頻段要求的信號(hào)，還需要克服很多困難。
進(jìn)一步提升868MHz分量
提高諧振電路的Q值（由偏置電感和功率放大器的對(duì)地電容組成），可以提高868MHz分量，具體可通過在功率放大器輸出引腳增加一個(gè)對(duì)地電容、并且減小偏置電感來實(shí)現(xiàn)。在該實(shí)驗(yàn)中，偏置電感降至16nH,與電路板和IC上的寄生電容組成諧振電路。在保證每個(gè)元件的空載Q值不會(huì)顯著影響整體效率的前提下，可以將電感進(jìn)一步降至5nH至10nH范圍，并將總旁路電容增大至約6pF.
在圖6的C6位置增加一個(gè)并聯(lián)電感構(gòu)建高通π型網(wǎng)絡(luò)，并調(diào)整電感值，可以改善高通L型匹配網(wǎng)絡(luò)對(duì)434MHz的抑制性能。精心選擇π型網(wǎng)絡(luò)中的三個(gè)元件，可以使其對(duì)434MHz分量的抑制能力提高25dB或30dB,但是對(duì)于滿足ETSI要求（如果868MHz發(fā)射信號(hào)功率為+10dBm,則所有雜散輻射均低于-36dBm）還差46dB.本文接下來將繼續(xù)探討改善抑制性能的建議方案。
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保證發(fā)送器效率
上述改動(dòng)的重點(diǎn)是提高868MHz分量并抑制434MHz分量，但這些改動(dòng)將功率放大器效率由50% （434MHz發(fā)射信號(hào)）降為30% （868MHz發(fā)射信號(hào)），后續(xù)的434MHz信號(hào)抑制方案可能還會(huì)進(jìn)一步影響效率。在針對(duì)434MHz發(fā)射信號(hào)設(shè)計(jì)匹配網(wǎng)絡(luò)的早期測(cè)試中可以發(fā)現(xiàn)，當(dāng)434MHz匹配網(wǎng)絡(luò)失諧時(shí)，直流電流損耗會(huì)隨之增大。如果典型濾波器是通過降低頻點(diǎn)處的匹配性能來抑制這些頻率的話，很顯然，這些測(cè)試中的電流損耗將進(jìn)一步增大。那么，如何在不顯著增大直流電流、降低效率的前提下改善434MHz的抑制性能呢？
雙工器方案
雙工器常用于雙通道接收系統(tǒng)，用于連接公共接收天線和兩個(gè)接收器，每個(gè)接收器調(diào)諧在不同頻率。雙工器在兩個(gè)頻率下均能夠?yàn)樘炀€提供很好的匹配。如果用功率放大器替換接收天線，則會(huì)提供獨(dú)立的434MHz和868MHz通道。868MHz通道連接至發(fā)射天線，434MHz通道連接至電路板的阻性負(fù)載。這種配置與簡(jiǎn)單的868MHz濾波器相比有兩個(gè)優(yōu)勢(shì)：434MHz分量能夠很好地匹配（從而保持較低的電流損耗），并且434MHz信號(hào)發(fā)送給負(fù)載，沒有輻射。如果868MHz端口的天線能夠正確匹配并調(diào)諧，則會(huì)對(duì)434MHz發(fā)射信號(hào)產(chǎn)生顯著的抑制。為進(jìn)一步降低434MHz下的電源電流，可以對(duì)雙工器方案進(jìn)行修改，使434MHz頻點(diǎn)的阻抗高于868MHz頻率阻抗。
但是該方案有一個(gè)潛在缺陷：它假設(shè)信號(hào)源是一個(gè)帶有50Ω負(fù)載的線性信號(hào)源。而功率放大器的開關(guān)放大器輸出不是線性的。
重新審視開關(guān)放大器模型
圖1所示的頻譜是基于沒有濾波的功率放大器輸出結(jié)果，434MHz處的波形是占空比為25%的脈沖波。功率放大器輸出在434MHz周期的25%時(shí)間內(nèi)呈短路狀態(tài)，當(dāng)匹配網(wǎng)絡(luò)適當(dāng)調(diào)諧后，短路狀態(tài)出現(xiàn)在434MHz正弦波的波谷。這樣設(shè)計(jì)使得電流在最低電壓（接近于0V或地電位）時(shí)"灌入"諧振電路。該開關(guān)波形的電路模型（通過阻性負(fù)載連接至諧振電路）直接決定了功率放大器的性能。但是，需要對(duì)該模型加以修改，以構(gòu)建868MHz諧振電路。以便在不顯著增大電源電流的前提下，通過868MHz電路抑制434MHz分量，這同時(shí)也解釋了匹配網(wǎng)絡(luò)與434MHz失諧時(shí)電流損耗增大的原因（與采用868MHz匹配網(wǎng)絡(luò)的實(shí)驗(yàn)相比，電流損耗會(huì)增大10%至20%）。在434MHz的二次諧波可能存在本地電流最低點(diǎn)嗎？
降低相位噪聲
ETSI要求所有雜散發(fā)射信號(hào)的絕對(duì)功率須低于-36dBm,這不僅限制了諧波輻射，也對(duì)發(fā)送器的相位噪聲提出了要求。在歐洲，434MHz免授權(quán)頻段介于433.05MHz和43479MHz之間（該頻段的中心頻點(diǎn)為433.92MHz,這也解釋了該頻率得到廣泛應(yīng)用的原因）。帶外頻率的輻射功率不能高于-36dBm.靠近邊帶頻率處，MAX7044的主要噪聲分量是載頻的相位噪聲。MAX7044的相位噪聲密度為-92dBc/Hz,其中"dBc"表示"低于載波的dB數(shù)".
根據(jù)ETSI的要求，雜散功率需使用準(zhǔn)峰值檢波器在100kHz帶寬內(nèi)進(jìn)行測(cè)量，作為一個(gè)平均功率檢測(cè)器，準(zhǔn)峰值檢波器對(duì)相位噪聲也會(huì)進(jìn)行相同的檢波。在100kHz測(cè)量帶寬與密度指標(biāo)中的1Hz帶寬之間增加一個(gè)50dB對(duì)數(shù)比，可以將100kHz帶寬內(nèi)的測(cè)量功率提升至-42dBc.如果被測(cè)功率限制在-36dBm,MAX7044在434MHz歐洲頻段的發(fā)送功率可達(dá)+6dBm （最大值）。
在868MHz至870MHz頻率范圍，可用的最寬頻帶為868.0MHz至868.6MHz.發(fā)送器在該頻帶以外的平均輻射功率不能大于-36dBm.在100kHz帶寬內(nèi)測(cè)量帶外功率，同在434MHz頻率相同，只是帶寬由1.74MH變?yōu)楝F(xiàn)在的600kHz,即868MHz時(shí)的帶寬比434MHz時(shí)窄了幾乎3倍。此外，434MHz的二次諧波（即868MHz）相位噪聲密度隨頻率呈平方關(guān)系增長(zhǎng)。這意味著868MHz時(shí)的相位噪聲密度比434MHz時(shí)高6dB.MAX7044發(fā)射434MHz載波信號(hào)時(shí)，相位噪聲密度在300kHz帶寬下約為-89dBc/Hz,在868MHz時(shí)約為-83dBc/Hz.在100kHz帶寬內(nèi)，300kHz的平均功率成為[-83 + （10log10（100kHz））] = -33dBc,這將MAX7044在868MHz時(shí)的發(fā)射功率限制-3dBm以內(nèi)。
MAX7044中的振蕩器具有相對(duì)較高的相位噪聲密度，這是由于設(shè)計(jì)需要將器件中的VCO頻率調(diào)諧至300MHz至450MHz范圍。這一相位噪聲密度對(duì)于美國260MHz至470MHz免授權(quán)頻率是可以接受的，因?yàn)閷?duì)載頻附近這些頻率的雜散輻射要求沒有歐洲那么嚴(yán)格。為了在868MHz歐洲頻段的發(fā)射功率接近+10dBm,MAX7044中的VCO需要更改到更窄的頻帶，并采用具有更低相位噪聲的設(shè)計(jì)，類似于L-C振蕩器。
結(jié)論
對(duì)匹配網(wǎng)絡(luò)進(jìn)行簡(jiǎn)單的修改，可使434MHz開關(guān)放大器的886MHz發(fā)射功率高于434MHz發(fā)射功率。本文討論了在MAX7044EVKIT配置868MHz諧振電路和高通L型阻抗變換網(wǎng)絡(luò)，從而產(chǎn)生+11dBm的868MHz載波發(fā)射功率的方法。這種情況下，868MHz載波功率比434MHz基頻功率高出近9dB.功率放大器在868MHz時(shí)的效率為30%.
為滿足美國和歐洲標(biāo)準(zhǔn)對(duì)雜散輻射的限制要求，需要進(jìn)一步對(duì)434MHz分量進(jìn)行抑制?？梢酝ㄟ^不同電路結(jié)構(gòu)和模型改善對(duì)434MHz分量的抑制性能。對(duì)經(jīng)典的雙工器進(jìn)行改造，將868MHz分量連接至天線，將434MHz分量連接至假負(fù)載。
對(duì)開關(guān)放大器模型中的調(diào)諧電路進(jìn)行修改，得到一個(gè)優(yōu)化的868MHz的匹配網(wǎng)絡(luò)。修改VCO能夠降低相位噪聲密度，從而滿足ETSI對(duì)868MHz頻段雜散輻射的限制要求。
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