【導讀】由于ADC的分辨率和采樣率繼續(xù)上升，模擬輸入的驅動器電路（而不是ADC本身）已經越來越成為確定總體電路精度的限制因素。 除了用于噪聲輸入信號的簡單的1極RC低通濾波器（LPF1）（圖1），通常在緩沖器和ADC輸入端之間使用耦合RC濾波器網絡（LPF2），以最大限度地減少ADC采樣瞬變反射到緩沖器中的干擾。 模擬輸入端的長RC時間常數可以緩解這些干擾的穩(wěn)定。 因此，LPF2通常需要比LPF1更寬的帶寬。 該濾波器還有助于最小化來自緩沖器的噪聲貢獻。
圖1.模擬放大器和ADC之間的接口可以幫助確定噪聲和穩(wěn)定時間的中間值。
模擬放大器和ADC之間的接口在穩(wěn)定時間和噪聲性能之間呈現了一些有趣的折中。 實驗這些模擬有助于開發(fā)一個直觀的了解濾波器設計如何影響這些性能方面。
完全差分SAR ADC的模擬輸入可以建模為圖2中等效形式的驅動電路上的開關電容負載。顯示的值來自LTC2378-20 20位，1Msps，低功耗SAR ADC，但可以 易于修改以代表其他ADC。 在采集階段，每個輸入的采樣CDAC與采樣開關的導通電阻40Ω（RON）串聯，大約為45pF（CIN）。 在此階段對CIN電容器充電時，輸入電流尖峰。 在隨后的轉換階段，模擬輸入僅吸收較小的漏電流，電容器完全放電。 ADC模擬輸入的建模突出了將放大器耦合到諸如LTC2378-20之類的SAR ADC的最大挑戰(zhàn)之一; 處理每個采集階段開始時由ADC輸入引起的電流尖峰。
圖2. SAR ADC的模擬輸入的等效電路
該等效電路的仿真原理圖如圖3所示。低功耗LTC6362差分運放配置為將單端輸入信號轉換為全差分輸出以驅動LTC2378-20。 為了簡化仿真，不包括輸入ESD保護二極管。 兩個45pF輸入電容器（C1和C2）通過電阻控制開關（S1和S2）進行充電，這些開關由具有40Ω導通電阻的SW模型語句定義。 這些開關由持續(xù)時間為312ns和1μs的脈沖電壓源驅動，以模擬LTC2378-20 SAR ADC在1Msps的采集時間。 為了準備下一個采集階段的采樣電容器，使用理想的行為逆變器（A1）來接通放電電容器的第二組開關（S3和S4）。
圖3. SAR ADC模擬輸入等效電路的仿真原理圖。
放大器和ADC之間的RC濾波器網絡有幾個目的。 首先，濾波器網絡減少了進入ADC的寬帶噪聲量。 第二，電容器用作電荷儲存器，以吸收ADC內部采樣電容器的電荷反沖。 在每個轉換周期之后，放電的采樣電容（45pF）被重新連接到放大器電路。 通過在ADC輸入端放置一個更大的儲存電容，減少了由這些采樣電容引起的電壓偏移。 然而，寬帶噪聲和建立時間性能之間存在折衷。 當采樣電容器連接到放大器電路（采集時間）時，RC網絡應完全穩(wěn)定在ADC的分辨率內。 在過濾器網絡中使用太多的儲層電容會增加超出可接受極限的穩(wěn)定時間。 為了進一步討論這個權衡，請觀看Kris Lokere的“SAR ADC驅動程序接口”。
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