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開關(guān)電源各處損耗探究

發(fā)布時間:2018-10-12 責任編輯:wenwei

【導讀】能量轉(zhuǎn)換系統(tǒng)必定存在能耗,雖然實際應用中無法獲得100%的轉(zhuǎn)換效率,但是,一個高質(zhì)量的電源效率可以達到非常高的水平,效率接近95%。絕大多數(shù)電源IC 的工作效率可以在特定的工作條件下測得,數(shù)據(jù)資料中給出了這些參數(shù)。一般廠商會給出實際測量的結(jié)果,但我們只能對我們自己的數(shù)據(jù)擔保。

圖1 給出了一個SMPS 降壓轉(zhuǎn)換器的電路實例,轉(zhuǎn)換效率可以達到97%,即使在輕載時也能保持較高效率。采用什么秘訣才能達到如此高的效率?我們最好從了解SMPS 損耗的公共問題開始,開關(guān)電源的損耗大部分來自開關(guān)器件(MOSFET 和二極管),另外小部分損耗來自電感和電容。但是,如果使用非常廉價的電感和電容(具有較高電阻),將會導致?lián)p耗明顯增大。選擇IC 時,需要考慮控制器的架構(gòu)和內(nèi)部元件,以期獲得高效指標。例如,圖1 采用了多種方法來降低損耗,其中包括:同步整流,芯片內(nèi)部集成低導通電阻的MOSFET,低靜態(tài)電流和跳脈沖控制模式。我們將在本文展開討論這些措施帶來的好處。
 
開關(guān)電源各處損耗探究
圖1. 降壓轉(zhuǎn)換器集成了低導通電阻的MOSFET,采用同步整流,效率曲線如圖所示。
 
降壓型SMPS
 
損耗是任何SMPS 架構(gòu)都面臨的問題,我們在此以圖2 所示降壓型(或buck)轉(zhuǎn)換器為例進行討論,圖中標明各點的開關(guān)波形,用于后續(xù)計算。
 
開關(guān)電源各處損耗探究
 
降壓轉(zhuǎn)換器的主要功能是把一個較高的直流輸入電壓轉(zhuǎn)換成較低的直流輸出電壓。為了達到這個要求,MOSFET 以固定頻率(fS),在脈寬調(diào)制信號(PWM)的控制下進行開、關(guān)操作。當MOSFET 導通時,輸入電壓給電感和電容(L 和COUT)充電,通過它們把能量傳遞給負載。在此期間,電感電流線性上升,電流回路如圖2 中的回路1 所示。
 
當MOSFET 斷開時,輸入電壓斷開與電感的連接,電感和輸出電容為負載供電。電感電流線性下降,電流流過二極管,電流回路如圖中的環(huán)路2 所示。MOSFET 的導通時間定義為PWM 信號的占空比(D)。D 把每個開關(guān)周期分成[D × tS]和[(1 - D) × tS]兩部分,它們分別對應于MOSFET 的導通時間(環(huán)路1)和二極管的導通時間(環(huán)路2)。所有SMPS 拓撲(降壓、反相等)都采用這種方式劃分開關(guān)周期,實現(xiàn)電壓轉(zhuǎn)換。
 
對于降壓轉(zhuǎn)換電路,較大的占空比將向負載傳輸較多的能量,平均輸出電壓增加。相反,占空比較低時,平均輸出電壓也會降低。根據(jù)這個關(guān)系,可以得到以下理想情況下(不考慮二極管或MOSFET 的壓降)降壓型SMPS 的轉(zhuǎn)換公式:
 
VOUT= D × VIN
 
IIN= D × IOUT
 
需要注意的是,任何SMPS 在一個開關(guān)周期內(nèi)處于某個狀態(tài)的時間越長,那么它在這個狀態(tài)所造成的損耗也越大。對于降壓型轉(zhuǎn)換器,D 越低(相應的VOUT 越低),回路2 產(chǎn)生的損耗也大。
 
開關(guān)器件的損耗 MOSFET 傳導損耗
 
圖2 (以及其它絕大多數(shù)DC-DC 轉(zhuǎn)換器拓撲)中的MOSFET 和二極管是造成功耗的主要因素。相關(guān)損耗主要包括兩部分:傳導損耗和開關(guān)損耗。
 
MOSFET 和二極管是開關(guān)元件,導通時電流流過回路。器件導通時,傳導損耗分別由MOSFET 的導通電阻(RDS(ON))和二極管的正向?qū)妷簺Q定。
 
MOSFET 的傳導損耗(PCOND(MOSFET))近似等于導通電阻RDS(ON)、占空比(D)和導通時MOSFET 的平均電流(IMOSFET(AVG))的乘積。
 
PCOND(MOSFET) (使用平均電流) = IMOSFET(AVG)² × RDS(ON) × D
 
上式給出了SMPS 中MOSFET 傳導損耗的近似值,但它只作為電路損耗的估算值,因為電流線性上升時所產(chǎn)生的功耗大于由平均電流計算得到的功耗。對于“峰值”電流,更準確的計算方法是對電流峰值和谷值(圖3 中的IV 和IP)之間的電流波形的平方進行積分得到估算值。
 
 
開關(guān)電源各處損耗探究
圖3. 典型的降壓型轉(zhuǎn)換器的MOSFET 電流波形,用于估算MOSFET 的傳導損耗。
 
下式給出了更準確的估算損耗的方法,利用IP 和IV 之間電流波形I²的積分替代簡單的I²項。
 
PCOND(MOSFET) = [(IP3 - IV3)/3] × RDS(ON) × D
 
= [(IP3 - IV3)/3] × RDS(ON) × VOUT/VIN
 
式中,IP 和IV 分別對應于電流波形的峰值和谷值,如圖3 所示。MOSFET 電流從IV 線性上升到IP,例如:如果IV 為0.25A,IP 為1.75A,RDS(ON)為0.1Ω,VOUT 為VIN/2 (D = 0.5),基于平均電流(1A)的計算結(jié)果為:
 
PCOND(MOSFET) (使用平均電流) = 12 × 0.1 × 0.5 = 0.050W
 
利用波形積分進行更準確的計算:
 
PCOND(MOSFET) (使用電流波形積分進行計算) = [(1.753 - 0.253)/3] × 0.1 × 0.5 = 0.089W
 
或近似為78%,高于按照平均電流計算得到的結(jié)果。對于峰均比較小的電流波形,兩種計算結(jié)果的差別很小,利用平均電流計算即可滿足要求。
 
二極管傳導損耗
 
MOSFET 的傳導損耗與RDS(ON)成正比,二極管的傳導損耗則在很大程度上取決于正向?qū)妷?VF)。二極管通常比MOSFET 損耗更大,二極管損耗與正向電流、VF 和導通時間成正比。由于MOSFET 斷開時二極管導通,二極管的傳導損耗(PCOND(DIODE))近似為:
 
PCOND(DIODE) = IDIODE(ON) × VF × (1 - D)
 
式中,IDIODE(ON)為二極管導通期間的平均電流。圖2 所示,二極管導通期間的平均電流為IOUT,因此,對于降壓型轉(zhuǎn)換器,PCOND(DIODE)可以按照下式估算:
 
PCOND(DIODE) = IOUT × VF × (1 - VOUT/VIN)
 
與MOSFET 功耗計算不同,采用平均電流即可得到比較準確的功耗計算結(jié)果,因為二極管損耗與I 成正比,而不是I2。
 
顯然,MOSFET 或二極管的導通時間越長,傳導損耗也越大。對于降壓型轉(zhuǎn)換器,輸出電壓越低,二極管產(chǎn)生的功耗也越大,因為它處于導通狀態(tài)的時間越長。
 
開關(guān)動態(tài)損耗
 
由于開關(guān)損耗是由開關(guān)的非理想狀態(tài)引起的,很難估算MOSFET 和二極管的開關(guān)損耗,器件從完全導通到完全關(guān)閉或從完全關(guān)閉到完全導通需要一定時間,在這個過程中會產(chǎn)生功率損耗。圖4 所示MOSFET 的漏源電壓(VDS)和漏源電流(IDS)的關(guān)系圖可以很好地解釋MOSFET 在過渡過程中的開關(guān)損耗,從上半部分波形可以看出,tSW(ON)和tSW(OFF)期間電壓和電流發(fā)生瞬變,MOSFET 的電容進行充電、放電。
 
圖4 所示,VDS 降到最終導通狀態(tài)(= ID × RDS(ON))之前,滿負荷電流(ID)流過MOSFET。相反,關(guān)斷時,VDS 在MOSFET 電流下降到零值之前逐漸上升到關(guān)斷狀態(tài)的最終值。開關(guān)過程中,電壓和電流的交疊部分即為造成開關(guān)損耗的來源,從圖4 可以清楚地看到這一點。
 
開關(guān)電源各處損耗探究
圖4. 開關(guān)損耗發(fā)生在MOSFET 通、斷期間的過渡過程
 
開關(guān)損耗隨著SMPS 頻率的升高而增大,這一點很容易理解,隨著開關(guān)頻率提高(周期縮短),開關(guān)過渡時間所占比例增大,從而增大開關(guān)損耗。開關(guān)轉(zhuǎn)換過程中,開關(guān)時間是占空比的二十分之一對于效率的影響要遠遠小于開關(guān)時間為占空比的十分之一的情況。由于開關(guān)損耗和頻率有很大的關(guān)系,工作在高頻時,開關(guān)損耗將成為主要的損耗因素。MOSFET 的開關(guān)損耗(PSW(MOSFET))可以按照圖3 所示三角波進行估算,公式如下:
 
PSW(MOSFET) = 0.5 × VD × ID × (tSW(ON) + tSW(OFF)) × fS
 
其中,VD 為MOSFET 關(guān)斷期間的漏源電壓,ID 是MOSFET 導通期間的溝道電流,tSW(ON)和tSW(OFF)是導通和關(guān)斷時間。對于降壓電路轉(zhuǎn)換,VIN 是MOSFET 關(guān)斷時的電壓,導通時的電流為IOUT。
 
為了驗證MOSFET 的開關(guān)損耗和傳導損耗,圖5 給出了降壓轉(zhuǎn)換器中集成高端MOSFET 的典型波形:VDS和IDS。電路參數(shù)為:VIN = 10V、VOUT = 3.3V、IOUT = 500mA、RDS(ON) = 0.1Ω、fS = 1MHz、開關(guān)瞬變時間(tON + tOFF)總計為38ns。
 
在圖5 可以看出,開關(guān)變化不是瞬間完成的,電流和電壓波形交疊部分導致功率損耗。MOSFET“導通”時(圖2),流過電感的電流IDS 線性上升,與導通邊沿相比,斷開時的開關(guān)損耗更大。
 
利用上述近似計算法,MOSFET 的平均損耗可以由下式計算:
 
PT(MOSFET) = PCOND(MOSFET) + PSW(MOSFET)
 
= [(I13 - I03)/3] × RDS(ON) × VOUT/VIN + 0.5 × VIN × IOUT × (tSW(ON) + tSW(OFF)) × fS
 
= [(13 - 03)/3] × 0.1 × 3.3/10 + 0.5 × 10 × 0.5 × (38 × 10-9) × 1 × 106
 
= 0.011 + 0.095 = 106mW
 
這一結(jié)果與圖5 下方曲線測量得到的117.4mW 接近,注意:這種情況下,fS 足夠高,PSW(MOSFET)是功耗的主要因素。
 
開關(guān)電源各處損耗探究
圖5. 降壓轉(zhuǎn)換器高端MOSFET 的典型開關(guān)周期,輸入10V、輸出3.3V (輸出電流500mA)。開關(guān)頻率為1MHz,開關(guān)轉(zhuǎn)換時間是38ns。
 
與MOSFET 相同,二極管也存在開關(guān)損耗。這個損耗很大程度上取決于二極管的反向恢復時間(tRR),二極管開關(guān)損耗發(fā)生在二極管從正向?qū)ǖ椒聪蚪刂沟霓D(zhuǎn)換過程。
 
當反向電壓加在二級管兩端時,正向?qū)娏髟诙O管上產(chǎn)生的累積電荷需要釋放,產(chǎn)生反向電流尖峰(IRR(PEAK)),極性與正向?qū)娏飨喾?,從而造成V × I 功率損耗,因為反向恢復期內(nèi),反向電壓和反向電流同時存在于二極管。圖6 給出了二極管在反向恢復期間的PN 結(jié)示意圖。
 
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圖6. 二極管結(jié)反偏時,需要釋放正向?qū)ㄆ陂g的累積電荷,產(chǎn)生峰值電流(IRR(PEAK))。
 
了解了二極管的反向恢復特性,可以由下式估算二極管的開關(guān)損耗(PSW(DIODE)):
 
PSW(DIODE) = 0.5 × VREVERSE × IRR(PEAK) × tRR2 × fS
 
其中,VREVERSE 是二極管的反向偏置電壓,IRR(PEAK)是反向恢復電流的峰值,tRR2 是從反向電流峰值IRR 到恢復電流為正的時間。對于降壓電路,當MOSFET 導通的時候,VIN 為MOSFET 導通時二極管的反向偏置電壓。
 
為了驗證二極管損耗計算公式,圖7 顯示了典型的降壓轉(zhuǎn)換器中PN 結(jié)的開關(guān)波形,VIN = 10V、VOUT =3.3V,測得IRR(PEAK) = 250mA、IOUT = 500mA、fS = 1MHz、 tRR2 = 28ns、VF = 0.9V。利用這些數(shù)值可以得到:
 
開關(guān)電源各處損耗探究
 
該結(jié)果接近于圖7 所示測量結(jié)果358.7mW??紤]到較大的VF和較長的二極管導通周期,tRR 時間非常短,開關(guān)損耗(PSW(DIODE))在二極管損耗中占主導地位。
 
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圖7. 降壓型轉(zhuǎn)換器中PN 結(jié)開關(guān)二極管的開關(guān)波形,從10V 輸入降至3.3V 輸出,輸出電流為500mA。其它參數(shù)包括:1MHz 的fS,tRR2 為28ns,VF = 0.9V。
 
提高效率
 
基于上述討論,通過哪些途徑可以降低電源的開關(guān)損耗呢?直接途徑是:選擇低導通電阻RDS(ON)、可快速切換的MOSFET;選擇低導通壓降VF、可快速恢復的二極管。
 
直接影響MOSFET 導通電阻的因素有幾點,通常增加芯片尺寸和漏源極擊穿電壓(VBR(DSS)),由于增加了器件中的半導體材料,有助于降低導通電阻RDS(ON)。另一方面,較大的MOSFET 會增大開關(guān)損耗。因此,雖然大尺寸MOSFET 降低了RDS(ON),但也導致小器件可以避免的效率問題。當管芯溫度升高時,MOSFET 導通電阻會相應增大。必須保持較低的結(jié)溫,使導通電阻RDS(ON)不會過大。導通電阻RDS(ON)和柵源偏置電壓成反比,因此,推薦使用足夠大的柵極電壓以降低RDS(ON)損耗,但此時也會增大柵極驅(qū)動損耗,需要平衡降低RDS(ON)的好處和增大柵極驅(qū)動的缺陷。MOSFET 的開關(guān)損耗與器件電容有關(guān),較大的電容需要較長的充電時間,使開關(guān)切換變緩,消耗更多能量。
 
米勒電容通常在MOSFET 數(shù)據(jù)資料中定義為反向傳輸電容(CRSS)或柵-漏電容(CGD),在開關(guān)過程中對切換時間起決定作用。米勒電容的充電電荷用QGD 表示,為了快速切換MOSFET,要求盡可能低的米勒電容。一般來說,MOSFET 的電容和芯片尺寸成反比,因此必須折衷考慮開關(guān)損耗和傳導損耗,同時也要謹慎選擇電路的開關(guān)頻率。對于二極管,必須降低導通壓降,以降低由此產(chǎn)生的損耗。對于小尺寸、額定電壓較低的硅二極管,導通壓降一般在0.7V 到1.5V 之間。二極管的尺寸、工藝和耐壓等級都會影響導通壓降和反向恢復時間,大尺寸二極管通常具有較高的VF 和tRR,這會造成比較大的損耗。開關(guān)二極管一般以速度劃分,分為“高速”、“甚高速”和“超高速”二極管,反向恢復時間隨著速度的提高而降低??旎謴投O管的tRR 為幾百納秒,而超高速快恢復二極管的tRR 為幾十納秒。低功耗應用中,替代快恢復二極管的一種選擇是肖特基二極管,這種二極管的恢復時間幾乎可以忽略,反向恢復電壓VF 也只有快恢復二極管的一半(0.4V 至1V),但肖特基二極管的額定電壓和電流遠遠低于快恢復二極管,無法用于高壓或大功率應用。另外,肖特基二極管與硅二極管相比具有較高的反向漏電流,但這些因素并不限制它在許多電源中的應用。然而,在一些低壓應用中,即便是具有較低壓降的肖特基二極管,所產(chǎn)生的傳導損耗也無法接受。比如,在輸出為1.5V 的電路中,即使使用0.5V 導通壓降VF 的肖特基二極管,二極管導通時也會產(chǎn)生33%的輸出電壓損耗!為了解決這一問題,可以選擇低導通電阻RDS(ON)的MOSFET實現(xiàn)同步控制架構(gòu)。用MOSFET 取代二極管(對比圖1 和圖2 電路),它與電源的主MOSFET 同步工作,所以在交替切換的過程中,保證只有一個導通。導通的二極管由導通的MOSFET 所替代,二極管的高導通壓降VF 被轉(zhuǎn)換成MOSFET 的低導通壓降(MOSFET RDS(ON) × I),有效降低了二極管的傳導損耗。當然,同步整流與二極管相比也只是降低了MOSFET 的壓降,另一方面,驅(qū)動同步整流MOSFET 的功耗也不容忽略。IC數(shù)據(jù)資料 以上討論了影響開關(guān)電源效率的兩個重要因素(MOSFET 和二極管)?;仡檲D 1 所示降壓電路,從數(shù)據(jù)資料中可以獲得影響控制器IC 工作效率的主要因素。首先,開關(guān)元件集成在IC 內(nèi)部,可以節(jié)省空間、降低寄生損耗。其次,使用低導通電阻RDS(ON)的MOSFET,在小尺寸集成降壓IC (如MAX1556)中,其NMOS 和PMOS 的導通電阻可以達到0.27Ω (典型值)和0.19Ω (典型值)。最后,使用的同步整流電路。對于500mA 負載,占空比為50%的開關(guān)電路,可以將低邊開關(guān)(或二極管)的損耗從225mW (假設二極管壓降為 1V)降至 34mW。合理選擇SMPS IC 合理選擇 SMPS IC的封裝、控制架構(gòu),并進行合理設計,可以有效提高轉(zhuǎn)換效率。
 
集成功率開關(guān)
 
功率開關(guān)集成到IC 內(nèi)部時可以省去繁瑣的MOSFET 或二極管選擇,而且使電路更加緊湊,由于降低了線路損耗和寄生效應,可以在一定程度上提高效率。根據(jù)功率等級和電壓限制,可以把MOSFET、二極管(或同步整流MOSFET)集成到芯片內(nèi)部。將開關(guān)集成到芯片內(nèi)部的另一個好處是柵極驅(qū)動電路的尺寸已經(jīng)針對片內(nèi)MOSFET 進行了優(yōu)化,因而無需將時間浪費在未知的分立MOSFET 上。
 
靜態(tài)電流
 
電池供電設備特別關(guān)注IC 規(guī)格中的靜態(tài)電流(IQ),它是維持電路工作所需的電流。重載情況下(大于十倍或百倍的靜態(tài)電流IQ),IQ 對效率的影響并不明顯,因為負載電流遠大于IQ,而隨著負載電流的降低,效率有下降的趨勢,因為IQ 對應的功率占總功率的比例提高。這一點對于大多數(shù)時間處于休眠模式或其它低功耗模式的應用尤其重要,許多消費類產(chǎn)品即使在“關(guān)閉”狀態(tài)下,也需要保持鍵盤掃描或其它功能的供電,這時,無疑需要選擇具有極低IQ的電源。
 
電源架構(gòu)對效率的提高
 
SMPS 的控制架構(gòu)是影響開關(guān)電源效率的關(guān)鍵因素之一。這一點我們已經(jīng)在同步整流架構(gòu)中討論過,由于采用低導通電阻的MOSFET 取代了功耗較大的開關(guān)二極管,可有效改善效率指標。
 
另一種重要的控制架構(gòu)是針對輕載工作或較寬的負載范圍設計的,即跳脈沖模式,也稱為脈沖頻率調(diào)制(PFM)。與單純的PWM 開關(guān)操作(在重載和輕載時均采用固定的開關(guān)頻率)不同,跳脈沖模式下轉(zhuǎn)換器工作在跳躍的開關(guān)周期,可以節(jié)省不必要的開關(guān)操作,進而提高效率。
 
跳脈沖模式下,在一段較長時間內(nèi)電感放電,將能量從電感傳遞給負載,以維持輸出電壓。當然,隨著負載吸收電流,輸出電壓也會跌落。當電壓跌落到設置門限時,將開啟一個新的開關(guān)周期,為電感充電并補充輸出電壓。
 
需要注意的是跳脈沖模式會產(chǎn)生與負載相關(guān)的輸出噪聲,這些噪聲由于分布在不同頻率(與固定頻率的PWM 控制架構(gòu)不同),很難濾除。
 
先進的SMPS IC 會合理利用兩者的優(yōu)勢:重載時采用恒定PWM 頻率;輕載時采用跳脈沖模式以提高效率,圖1 所示IC 即提供了這樣的工作模式。
 
當負載增加到一個較高的有效值時,跳脈沖波形將轉(zhuǎn)換到固定PWM,在標稱負載下噪聲很容易濾除。在整個工作范圍內(nèi),器件根據(jù)需要選擇跳脈沖模式和PWM 模式,保持整體的最高效率(圖8)。
 
圖8 中的曲線D、E、F 所示效率曲線在固定PWM 模式下,輕載時效率較低,但在重載時能夠提供很高的轉(zhuǎn)換效率(高達98%)。如果設置在輕載下保持固定PWM 工作模式,IC 將不會按照負載情況更改工作模式。這種情況下能夠使紋波保持在固定頻率,但浪費了一定功率。重載時,維持PWM 開關(guān)操作所需的額外功率很小,遠遠低于輸出功率。另一方面,跳脈沖“空閑”模式下的效率曲線(圖8 中的A、B、C)能夠在輕載時保持在較高水平,因為開關(guān)只在負載需要時開啟。對7V 輸入曲線,在1mA 負載的空閑模式下能夠獲得高于60%的效率。
 
開關(guān)電源各處損耗探究
圖8. 降壓轉(zhuǎn)換器在PWM 和空閑(跳脈沖)模式下效率曲線,注意:輕載時,空閑模式下的效率高于PWM模式。
 
優(yōu)化SMPS
 
開關(guān)電源因其高效率指標得到廣泛應用,但其效率仍然受SMPS 電路的一些固有損耗的制約。設計開關(guān)電源時,需要仔細研究造成SMPS 損耗的來源,合理選擇SMPS IC,從而充分利用器件的優(yōu)勢,為了在保持盡可能低的電路成本,甚至不增加電路成本的前提下獲得高效的SMPS,工程師需要做出全面的選擇。
 
無源元件損耗
 
我們已經(jīng)了解MOSFET 和二極管會導致SMPS 損耗。采用高品質(zhì)的開關(guān)器件能夠大大提升效率,但它們并不是唯一能夠優(yōu)化電源效率的元件。
 
圖1 詳細介紹了一個典型的降壓型轉(zhuǎn)換器IC 的基本電路。集成了兩個同步整流MOSFET,低RDS(ON) MOSFET,效率很高。這個電路中,開關(guān)元件集成在IC 內(nèi)部,已經(jīng)為具體應用預先選擇了元器件。然而,為了進一步提高效率,設計人員還需關(guān)注無源元件—外部電感和電容,了解它們對功耗的影響。
 
電感功耗阻性損耗
 
電感功耗包括線圈損耗和磁芯損耗兩個基本因素,線圈損耗歸結(jié)于線圈的直流電阻(DCR),磁芯損耗歸結(jié)于電感的磁特性。
 
DCR 定義為以下電阻公式:
 
式中,ρ 為線圈材料的電阻系數(shù),l 為線圈長度,A 為線圈橫截面積。
 
DCR 將隨著線圈長度的增大而增大,隨著線圈橫截面積的增大而減小。可以利用該原則判斷標準電感,確定所要求的不同電感值和尺寸。對一個固定的電感值,電感尺寸較小時,為了保持相同匝數(shù)必須減小線圈的橫截面積,因此導致DCR 增大;對于給定的電感尺寸,小電感值通常對應于小的DCR,因為較少的線圈數(shù)減少了線圈長度,可以使用線徑較粗的導線。
 
已知DCR 和平均電感電流(具體取決于SMPS 拓撲),電感的電阻損耗(PL(DCR))可以用下式估算:
 
PL(DCR) = LAVG2× DCR
 
這里,IL(AVG)是流過電感的平均直流電流。對于降壓轉(zhuǎn)換器,平均電感電流是直流輸出電流。盡管DCR的大小直接影響電感電阻的功耗,該功耗與電感電流的平方成正比,因此,減小DCR 是必要的。
 
另外,還需要注意的是:利用電感的平均電流計算PL(DCR) (如上述公式)時,得到的結(jié)果略低于實際損耗,因為實際電感電流為三角波。本文前面介紹的MOSFET 傳導損耗計算中,利用對電感電流的波形進行積分可以獲得更準確的結(jié)果。更準確。當然也更復雜的計算公式如下:
 
PL(DCR) = (IP3 - IV3)/3 × DCR
 
式中IP 和IV 為電感電流波形的峰值和谷值。
 
磁芯損耗
 
磁芯損耗并不像傳導損耗那樣容易估算,很難估測。它由磁滯、渦流損耗組成,直接影響鐵芯的交變磁通。SMPS 中,盡管平均直流電流流過電感,由于通過電感的開關(guān)電壓的變化產(chǎn)生的紋波電流導致磁芯周期性的磁通變化。
 
磁滯損耗源于每個交流周期中磁芯偶極子的重新排列所消耗的功率,可以將其看作磁場極性變化時偶極子相互摩擦產(chǎn)生的“摩擦”損耗,正比于頻率和磁通密度。
 
相反,渦流損耗則是磁芯中的時變磁通量引入的。由法拉第定律可知:交變磁通產(chǎn)生交變電壓。因此,這個交變電壓會產(chǎn)生局部電流,在磁芯電阻上產(chǎn)生I2R 損耗。
 
磁芯材料對磁芯損耗的影響很大。SMPS 電源中普遍使用的電感是鐵粉磁芯,鐵鎳鉬磁粉芯(MPP)的損耗最低,鐵粉芯成本最低,但磁芯損耗較大。
 
磁芯損耗可以通過計算磁芯磁通密度(B)的最大變化量估算,然后查看電感或鐵芯制造商提供的磁通密度和磁芯損耗(和頻率)圖表。峰值磁通密度可以通過幾種方式計算,公式可以在電感數(shù)據(jù)資料中的磁芯損耗曲線中找到。
 
相應地,如果磁芯面積和線圈數(shù)已知,可利用下式估計峰值磁通:
 
開關(guān)電源各處損耗探究
 
這里,B 是峰值磁通密度(高斯),L 是線圈電感(亨),ΔI 是電感紋波電流峰峰值(安培),A 是磁芯橫截面積(cm2),N 是線圈匝數(shù)。
 
隨著互聯(lián)網(wǎng)的普及,可以方便地從網(wǎng)上下載資料、搜索器件信息,一些制造商提供了交互式電感功耗的計算軟件,幫助設計者估計功耗。使用這些工具能夠快捷、準確地估計應用電路中的功率損耗。例如,Coilcraft 提供的在線電感磁芯損耗和銅耗計算公式,簡單輸入一些數(shù)據(jù)即可得到所選電感的磁芯損耗和銅耗。
 
電容損耗
 
與理想的電容模型相反,電容元件的實際物理特性導致了幾種損耗。電容在SMPS 電路中主要起穩(wěn)壓、濾除輸入/輸出噪聲的作用(圖1),電容的這些損耗降低了開關(guān)電源的效率。這些損耗主要表現(xiàn)在三個方面:等效串聯(lián)電阻損耗、漏電流損耗和電介質(zhì)損耗。
 
電容的阻性損耗顯而易見。既然電流在每個開關(guān)周期流入、流出電容,電容固有的電阻(RC)將造成一定功耗。漏電流損耗是由于電容絕緣材料的電阻(RL)導致較小電流流過電容而產(chǎn)生的功率損耗。電介質(zhì)損耗比較復雜,由于電容兩端施加了交流電壓,電容電場發(fā)生變化,從而使電介質(zhì)分子極化造成功率損耗。
 
開關(guān)電源各處損耗探究
圖9. 電容損耗模型一般簡化為一個等效串聯(lián)電阻(ESR)
 
所有三種損耗都體現(xiàn)在電容的典型損耗模型中(圖9 左邊部分),用電阻代表每項損耗。與電容儲能相關(guān)的每項損耗的功率用功耗系數(shù)(DF)表示,或損耗角正切(δ)。每項損耗的DF 可以通過由電容阻抗的實部與虛部比得到,可以將每項損耗分別插入模型中。
 
為簡化損耗模型,圖9 中的接觸電阻損耗、漏電流損耗和電介質(zhì)損耗集中等為一個等效串聯(lián)電阻(ESR)。ESR 定義為電容阻抗中消耗有功功率的部分。
 
推算電容阻抗模型、計算ESR (結(jié)果的實部)時,ESR 是頻率的函數(shù)。這種相關(guān)性可以在下面簡化的ESR等式中得到證明:
 
開關(guān)電源各處損耗探究
 
式中,DFR、DFL 和DFD 是接觸電阻、漏電流和電介質(zhì)損耗的功耗系數(shù)。
 
利用這個等式,我們可以觀察到隨著信號頻率的增加,漏電流損耗和電介質(zhì)損耗都有所減小,直到接觸電阻損耗從一個較高頻點開始占主導地位。在該頻點(式中沒有包括該參數(shù))以上,ESR 因為高頻交流電流的趨膚效應趨于增大。
 
許多電容制造商提供ESR 曲線圖表示ESR 與頻率的關(guān)系。例如,TDK 為其大多數(shù)電容產(chǎn)品提供了ESR 曲線,參考這些與開關(guān)頻率對應曲線圖,得到ESR 值。
 
然而,如果沒有ESR 曲線圖,可以通過電容數(shù)據(jù)資料中的DF 規(guī)格粗略估算ESR。DF 是電容的整體DF (包括所有損耗),也可以按照下式估算ESR:
 
開關(guān)電源各處損耗探究
 
無論采用哪種方法來得到ESR 值,直覺告訴我們,高ESR 會降低開關(guān)電源效率,既然輸入和輸出電容在每個開關(guān)周期通過ESR 充電、放電。這導致I2× RESR 功率損耗。這個損耗(PCAP(ESR))可以按照下式計算:
 
PCAP(ESR) = ICAP(RMS)2 × RESR
 
式中,ICAP(RMS)是流經(jīng)電容的交流電流有效值RMS。對降壓電路的輸出電容,可以采用電感紋波電流的有效值RMS。輸入濾波電容的RMS 電流的計算比較復雜,可以按照下式得到一個合理的估算值:
 
ICIN(RMS) = IOUT/VIN × [VOUT (VIN - VOUT)]1/2
 
顯然,為減小電容功率損耗,應選擇低ESR 電容,有助于SMPS 電源降低紋波電流。ESR 是產(chǎn)生輸出電壓紋波的主要原因,因此選擇低ESR 的電容不僅僅單純提高效率,還能得到其它好處。
 
一般來說,不同類型電介質(zhì)的電容具有不同的ESR 等級。對于特定的容量和額定電壓,鋁電解電容和鉭電容就比陶瓷電容具有更高的ESR 值。聚酯和聚丙烯電容的ESR 值介于它們之間,但這些電容尺寸較大,SMPS 中很少使用。
 
對于給定類型的電容,較大容量、較低的fS 能夠提供較低的ESR。大尺寸電容通常也會降低ESR,但電解電容會帶來較大的等效串聯(lián)電感。陶瓷電容被視為比較好的折中選擇,此外,電容值一定的條件下,較低的電容額定電壓也有助于減小ESR。
 
及控制、驅(qū)動電路的屏蔽等,并要通過各種方法提高屏蔽效能。
 
 
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