符號(hào)是有助于還是妨礙我們思考設(shè)計(jì)？

 

符號(hào)很重要，但如果一個(gè)符號(hào)可以表示多種東西呢？

 

正如我們將看到的那樣，這可能會(huì)造成問(wèn)題。在模擬世界中，三角形可以表示運(yùn)算放大器、比較器或儀表放大器。您可以使用其中之一實(shí)現(xiàn)另一個(gè)的功能，但系統(tǒng)性能將不是最佳的。本文將討論其區(qū)別以及需要注意的地方，以便我們?cè)O(shè)計(jì)的時(shí)候能繞開(kāi)麻煩。我們將看到，在某些情況下，您根本不想嘗試使用錯(cuò)誤類型的器件進(jìn)行設(shè)計(jì)。

 

查看圖1，哪個(gè)三角形表示運(yùn)算放大器？哪個(gè)三角形表示比較器？哪個(gè)三角形表示儀表放大器？答案：

 

它們都是！

 

圖1.運(yùn)算放大器、儀表放大器和比較器。

 

那么，它們有何區(qū)別，我們?yōu)槭裁匆P(guān)注？從表1可知，某些特性有很大差別，但它們對(duì)電路和系統(tǒng)意味著什么？

 

表1.運(yùn)算放大器、比較器和儀表放大器的比較

 

我們來(lái)看看大家是如何陷入困境的……

 

反饋

 

運(yùn)算放大器具有巨大的增益。學(xué)校老師教導(dǎo)我們，開(kāi)始分析時(shí)，兩個(gè)輸入之差等于零。但在現(xiàn)實(shí)生活中，這是不可能的。如果開(kāi)環(huán)增益為一百萬(wàn)，那么要在輸出上獲得5 V，輸入上須有5 μV。為使電路可用，我們需要施加反饋，當(dāng)輸出要變得過(guò)高時(shí)，控制信號(hào)會(huì)反饋到輸入，抵消原始激勵(lì)——例如負(fù)反饋。當(dāng)用作比較器時(shí)，如果沒(méi)有反饋，輸出將直接沖到一個(gè)軌或另一個(gè)軌。如果是正反饋，輸出將在同一方向上被驅(qū)動(dòng)到更遠(yuǎn)。因此，運(yùn)算放大器需要負(fù)反饋。實(shí)際上，當(dāng)某些運(yùn)算放大器用作無(wú)反饋的比較器時(shí)，電源電流可能比數(shù)據(jù)手冊(cè)上的最大值高5至10倍1

 

但是，對(duì)于比較器來(lái)說(shuō)，正反饋才是我們需要的。在沒(méi)有反饋的情況下，如果比較器的一個(gè)輸入緩慢超過(guò)另一輸入的電平，輸出將開(kāi)始緩慢變化。如果系統(tǒng)中存在噪聲，例如接地反彈，輸出可能會(huì)反轉(zhuǎn)，這在控制系統(tǒng)中當(dāng)然是不希望發(fā)生的。但隨后它開(kāi)始回頭，產(chǎn)生振蕩行為，有時(shí)稱之為震顫（參見(jiàn) MT-0832中的圖5）。Reza Moghimi的文章"通過(guò)遲滯根除比較器的不穩(wěn)定性"充分介紹了添加正反饋（也稱為遲滯）的好處3

 

圖2.經(jīng)典三運(yùn)放儀表放大器

 

對(duì)于儀表放大器，反饋已在內(nèi)部，添加反饋只會(huì)產(chǎn)生不精確的增益。圖2顯示了一種利用運(yùn)算放大器構(gòu)建儀表放大器的典型方法。

 

注意：每個(gè)運(yùn)放都有反饋。我們從使用標(biāo)準(zhǔn)負(fù)反饋圖（見(jiàn)圖3）開(kāi)始，儀表放大器為G，期望增益為10，這意味著反饋系數(shù)為0.1。接下來(lái)，選擇儀表放大器固定增益為100。使用式1，實(shí)際的閉環(huán)增益將為9.09，幾乎有10％的誤差。因此，將儀表放大器用作運(yùn)算放大器并為其添加反饋是沒(méi)有意義的。

 

圖3.經(jīng)典反饋原理圖

 

 

運(yùn)算放大器需要負(fù)反饋；比較器需要正反饋；儀表放大器不需要任何反饋。

 

開(kāi)環(huán)和閉環(huán)增益

 

對(duì)于運(yùn)算放大器，參見(jiàn)式1，開(kāi)環(huán)增益(AVOL)越高，閉環(huán)增益將越精確。大多數(shù)運(yùn)算放大器的開(kāi)環(huán)增益在100,000至1000萬(wàn)之間，但某些較早的高速運(yùn)算放大器可能低至3000。如前所述，開(kāi)環(huán)增益越高，閉環(huán)增益誤差越小。

 

對(duì)于比較器，如果輸出的邏輯擺幅為3 V，并且您需要1 mV閾值，則最小增益須為3000。較高的增益將使不確定性窗口變小，但如果增益過(guò)高，微伏級(jí)的噪聲就會(huì)觸發(fā)比較器。

 

對(duì)于儀表放大器，開(kāi)環(huán)增益的概念并不適用。

 

輸入電容

 

電路中常常會(huì)添加電容以限制帶寬。檢查圖4，乍看之下R1和C1似乎構(gòu)成了一個(gè)低通濾波器。這行不通，可能導(dǎo)致振蕩。反相放大器的反饋系數(shù)為R2/R1，但在圖4中，反饋系數(shù)為R2/(R1 // Xc)。隨著頻率提高，反饋系數(shù)也會(huì)提高，因此噪聲增益以+20 dB/10倍頻程的速率上升，而運(yùn)算放大器開(kāi)環(huán)增益以–20 dB/10倍頻程的速率下降。它們?cè)?0 dB處交叉，根據(jù)控制系統(tǒng)理論，這肯定會(huì)產(chǎn)生振蕩。限制電路帶寬的正確方法是在R2兩端放置電容。

 

圖4.嘗試減少運(yùn)算放大器帶寬

 

比較器通常沒(méi)有負(fù)反饋網(wǎng)絡(luò)，因此圖5中比較器前面的簡(jiǎn)單R和C構(gòu)成的低通濾波器效果很好。RHYS 應(yīng)比R7大得多，兩者分割輸出擺幅以提供少量的正反饋（遲滯）。如果比較器有內(nèi)置遲滯，例如 LTC6752 或 ADCMP391，則不使用R7和 RHYS。

 

圖5.具有LPF和遲滯的比較器

 

對(duì)于儀表放大器，輸入端放置電容是完全可以接受的，如圖6中的C4所示。ADI公司儀器儀表指南4第5章中的圖形顯示了每次使用儀表放大器時(shí)都要做的一件好事情。如果用適當(dāng)?shù)淖呔€和焊盤(pán)對(duì)印刷電路板進(jìn)行布局，以允許添加兩個(gè)電阻和三個(gè)電容，那么可以從0Ω電阻和無(wú)電容開(kāi)始，測(cè)量系統(tǒng)性能。通過(guò)調(diào)整五個(gè)元件的值，可以單獨(dú)設(shè)置共模滾降和正常模式滾降（詳情參見(jiàn)指南）。

 

圖6.RFI濾波器前置于儀表放大器

 

輸出

 

運(yùn)算放大器或儀表放大器的輸出會(huì)從接近一個(gè)軌擺動(dòng)到另一個(gè)軌。根據(jù)輸出級(jí)是使用共射極還是共源極配置，輸出可能達(dá)到任一供電軌的25 mV至200 mV范圍內(nèi)。這被視為軌到軌輸出。如果運(yùn)算放大器由+15 V和–15 V供電，則不便于與數(shù)字電路接口。一種糟糕的解決方案是在輸出端放置二極管箝位，以保護(hù)數(shù)字輸入免受損壞。但取而代之的是，運(yùn)算放大器因電流過(guò)高而損壞。運(yùn)算放大器與數(shù)字邏輯接口有更復(fù)雜的方法，但何必那么麻煩？只需使用比較器即可。

 

比較器可以有CMOS圖騰柱輸出，或者有NPN或NMOS開(kāi)集或開(kāi)漏輸出。雖然開(kāi)集或開(kāi)漏輸出需要一個(gè)上拉電阻，導(dǎo)致上升和下降時(shí)間不等，但它有如下優(yōu)點(diǎn)：比較器采用一個(gè)電壓（如5 V）供電，并在其他電壓（如3.3 V）下與邏輯接口。

 

重要規(guī)格

 

運(yùn)算放大器需要一個(gè)高于最高信號(hào)頻率的增益帶寬，以使閉環(huán)誤差保持較低水平。查看式1，我們知道增益帶寬應(yīng)為最高信號(hào)頻率的10至100倍。如前所述，從式1中可以看出，AVOL 是頻率的函數(shù)，會(huì)影響閉環(huán)精度。相位裕量也很重要，它會(huì)隨容性負(fù)載而變化，因此規(guī)格表應(yīng)清楚說(shuō)明測(cè)試條件。為了確保直流精度，失調(diào)電壓應(yīng)較低。對(duì)于經(jīng)過(guò)調(diào)整的雙極性運(yùn)算放大器，25 μV至100 μV比較好；對(duì)于FET輸入運(yùn)算放大器，200 μV至500 μV比較好。自穩(wěn)零/斬波/零漂移運(yùn)算放大器幾乎總是低于20 μV（最大值），這是就整個(gè)溫度范圍而言的。請(qǐng)查閱一些典型運(yùn)算放大器的數(shù)據(jù)手冊(cè)，如 OP27、 AD8610 或ADA4522。

 

圖7.具有高共模擺幅的雙向電流檢測(cè)

 

傳輸延遲是比較器的關(guān)鍵規(guī)格。運(yùn)算放大器在過(guò)驅(qū)時(shí)會(huì)變慢，比較器與之不同，當(dāng)過(guò)驅(qū)時(shí)會(huì)變快。規(guī)格表有時(shí)會(huì)提供少量過(guò)驅(qū)（例如5 mV）下的傳輸延遲，以及50 mV甚至100 mV的較大過(guò)驅(qū)下的不同傳輸延遲。

 

儀表放大器最重要的指標(biāo)是共模抑制比(CMRR)，因?yàn)閼?yīng)用需要提取一個(gè)位于大共模電壓之上的非常小的差模信號(hào)。像許多規(guī)格一樣，此規(guī)格隨頻率而變化，有時(shí)還會(huì)列出直流CMRR或非常低頻率下的CMRR。通常會(huì)提供CMRR與頻率的關(guān)系圖。例如，當(dāng)檢測(cè)H橋電機(jī)驅(qū)動(dòng)器中的電流時(shí)，此圖將非常重要，如圖7所示。

 

這可能是儀表放大器最困難的應(yīng)用，因?yàn)楣材ｋ妷簭囊粋€(gè)軌附近變到接近另一個(gè)軌，并且電流迅速反向。增益帶寬和壓擺率都很重要。

 

編程

 

這里的編程并不意味著編寫(xiě)代碼，它是指配置器件以滿足系統(tǒng)要求（盡管某些儀表放大器確實(shí)有通過(guò)SPI端口和寄存器進(jìn)行傳統(tǒng)軟件編程的功能）。

 

運(yùn)算放大器需配置為負(fù)反饋。這可以是純阻性元件，但通常將電阻與電容并聯(lián)使用以限制帶寬。這樣有助于提高信噪比，因?yàn)樵肼晻?huì)在整個(gè)范圍內(nèi)積分，哪怕我們僅使用其中一部分。也可以只使用電容，獲得一個(gè)積分器或微分器。

 

比較器應(yīng)始終有一點(diǎn)正反饋，以確保一旦輸入迫使輸出移動(dòng)，輸出就會(huì)強(qiáng)化移動(dòng)（參見(jiàn)圖4和圖5）。圖片和計(jì)算參見(jiàn)MT-083。一些比較器具有內(nèi)部遲滯，但如果需要，通?？梢栽黾痈噙t滯。一些具有內(nèi)部遲滯的比較器有一個(gè)引腳用來(lái)添加一個(gè)電阻，以改變其遲滯量。

 

運(yùn)算放大器可以用作比較器，但這并不理想，有一些事項(xiàng)要注意。您必須是一個(gè)很好的模擬設(shè)計(jì)人員才能很好地做到這一點(diǎn)。MT-083介紹了一些注意事項(xiàng)，討論其利弊的相關(guān)文章有很多。如果您不懼危險(xiǎn)，可以查閱參考資料。

 

比較器幾乎總是用電阻進(jìn)行編程。您可以添加一個(gè)高阻值電阻來(lái)提供一點(diǎn)正反饋，也可以使用一個(gè)電容來(lái)提供交流反饋以避免增加直流遲滯。一些比較器具有內(nèi)置遲滯，但這同樣可以通過(guò)增加少量正反饋來(lái)提高。

 

最后注意事項(xiàng)

 

嘗試將運(yùn)算放大器用作比較器時(shí)，會(huì)有微妙的事情發(fā)生。有不少低噪聲雙極性運(yùn)算放大器的輸入之間具有反并聯(lián)二極管。大多數(shù)比較器的輸入共模范圍占總范圍的80％或更多。但是，某些低噪聲雙極性運(yùn)算放大器的輸入之間有一個(gè)或兩個(gè)串聯(lián)二極管。這是為了防止輸入級(jí)與發(fā)射極基極結(jié)之一形成齊納效應(yīng)，導(dǎo)致噪聲性能隨時(shí)間推移而降低。

 

在一個(gè)3.3 V系統(tǒng)中，如果將5 V運(yùn)算放大器用作比較器，電源良好指示器的閾值電平為3 V，那么會(huì)出現(xiàn)一個(gè)輸入為3 V而另一個(gè)輸入為0 V的問(wèn)題，因?yàn)檫@些二極管限制了運(yùn)算放大器輸入端允許的最大差分電壓。

 

總結(jié)

 

對(duì)于許多應(yīng)用，運(yùn)算放大器的選擇取決于用戶是注重直流精度、交流精度、輸入失調(diào)電壓、增益帶寬還是電源電壓。到2020年，有超過(guò)700款器件可供選擇。比較器的關(guān)鍵參數(shù)通常是傳輸延遲和電源電壓。選擇起來(lái)比較容易，共有122款器件可供選擇。儀表放大器的主要標(biāo)準(zhǔn)是CMRR與頻率的關(guān)系，但在DC附近，失調(diào)電壓和增益精度也很重要。由于儀表放大器是專用的器件，因此"只有"63款可供選擇。

 

只有選擇正確的器件，才能實(shí)現(xiàn)未來(lái)若干年內(nèi)無(wú)故障且可以大批量生產(chǎn)的產(chǎn)品和設(shè)計(jì)。

 

參考電路

 

¹ Harry Holt. “運(yùn)算放大器的“最大電源電流”規(guī)格。”ADI公司，2011年11月。

 

² MT-083教程：“比較器。” ADI公司，2009年。

 

³ Reza Moghimi. “通過(guò)遲滯根除比較器的不穩(wěn)定性。” 《模擬對(duì)話》，第34卷第7期，2000年11月。

 

⁴ 《儀表放大器應(yīng)用工程師指南》，第3版 。ADI公司，2006年。

 

 

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