這篇文章主要介紹典型的隔離式 LLC 諧振半橋轉(zhuǎn)換器-----其工作過程、電路建模簡化 以及輸入和輸出電壓之間的關(guān)系，稱為電壓增益函數(shù)。此電壓增益函數(shù)構(gòu)成了本主題中設計的基礎(chǔ)。

 

一、變換器原理

圖 1a 顯示了 LLC 諧振半橋轉(zhuǎn)換器的典型拓撲。該電路與圖 1b 中的電路非常相似。為方便起見，將圖 1b 復制為圖 1b，其中串聯(lián)元素互換，以便與圖 1a 進行并排比較。圖 1a 中的轉(zhuǎn)換器配置具有三個主要部分：

 

1、功率開關(guān) Q1 和 Q2 通常是 MOSFET，配置為形成方波發(fā)生器。該發(fā)生器通過驅(qū)動開關(guān) Q1 和 Q2 產(chǎn)生單極方波電壓 Vsq，每個開關(guān)的占空比為 50%。連續(xù)轉(zhuǎn)換之間需要一個小的死區(qū)時間，以防止交叉?zhèn)鲗У目赡苄圆閷崿F(xiàn) ZVS 留出時間。

 

2、諧振電路，也稱為諧振網(wǎng)絡，由諧振電容 Cr 和兩個電感——串聯(lián)諧振電感 Lr 和變壓器的勵磁電感 Lm。變壓器匝數(shù)比為 n。諧振網(wǎng)絡循環(huán)電流，因此，能量循環(huán)并通過變壓器傳遞到負載。變壓器的初級繞組接收雙極方波電壓 Vso。該電壓被傳輸?shù)酱渭墏?cè)，變壓器同時提供電氣隔離和匝數(shù)比，以向輸出提供所需的電壓電平。在圖 1b 中，負載 R''''''''L 包括圖 3a 的負載 RL 以及來自變壓器和輸出整流器的損耗。

 

3、在轉(zhuǎn)換器的次級側(cè)，兩個二極管構(gòu)成一個全波整流器，將交流輸入轉(zhuǎn)換為直流輸出并為負載 RL 供電。輸出電容器平滑整流后的電壓和電流。整流器網(wǎng)絡可以實現(xiàn)為全波橋或中心抽頭配置，帶有電容輸出濾波器。整流器也可以與 MOSFET 一起實現(xiàn)，形成同步整流以減少傳導損耗，特別有利于低電壓和高電流應用。

 

二、 工作過程

 

1、SRC 中的諧振頻率

 

從根本上說，SRC 的諧振網(wǎng)絡在諧振頻率下對正弦電流呈現(xiàn)最小阻抗，而與輸入端施加的方波電壓的頻率無關(guān)。這有時稱為諧振電路的選擇特性。遠離諧振，電路呈現(xiàn)更高的阻抗水平。然后，要循環(huán)并傳送到負載的電流或相關(guān)能量的量主要取決于給定負載阻抗在該頻率下的諧振電路阻抗值。隨著方波發(fā)生器的頻率發(fā)生變化，諧振電路的阻抗也會發(fā)生變化，以控制傳遞給負載的那部分能量。

 

一個 SRC 只有一個諧振，即串聯(lián)諧振頻率，表示為

 

 

峰值諧振時的電路頻率 fc0 始終等于其 f0。因此，SRC 需要較寬的頻率變化以適應輸入和輸出變化。

 

2、LLC 電路中的 fc0、f0 和 fp

 

但是，LLC 電路不同。添加第二個電感 (Lm) 后，LLC 電路在峰值諧振 (fc0) 處的頻率成為負載的函數(shù)，隨著負載的變化在 fp ≤ fc0 ≤ f0 的范圍內(nèi)移動。f0 仍由方程（1）描述，極點頻率由方程（1）描述

 

 

空載時，fc0 = fp。隨著負載的增加，fc0 向 f0 移動。在負載短路時，fc0 = f0。因此，LLC 阻抗調(diào)整遵循 fp ≤ fc0 ≤ f0 的一系列曲線，這與 SRC 中的不同，其中一條曲線定義了 fc0 = f0。這有助于降低 LLC 諧振轉(zhuǎn)換器所需的頻率范圍，但會使電路分析復雜化。

 

從圖 1b 中可以明顯看出，等式 (1) 所描述的 f0 無論負載如何都始終為真，但等式 (2) 所描述的 fp 僅在無負載時才為真。稍后將顯示，大多數(shù)情況下，LLC 轉(zhuǎn)換器設計為在 f0 附近運行。由于這個原因和其他有待解釋的原因，f0 是轉(zhuǎn)換器操作和設計的關(guān)鍵因素。

 

3、在 f0 處、低于和高于 f0 處工作

 

LLC諧振轉(zhuǎn)換器的操作的特征在于開關(guān)頻率(表示為fsw)與串聯(lián)諧振頻率(f0)的關(guān)系。圖 2 說明了 LLC 諧振轉(zhuǎn)換器的典型波形，其開關(guān)頻率處于、低于或高于串聯(lián)諧振頻率。圖表從上到下顯示了 Q1 柵極 (Vg_Q1)、Q2 柵極 (Vg_Q2)、開關(guān)節(jié)點電壓 (Vsq)、諧振電路的電流 (Ir)、磁化電流 (Im) 和次級 側(cè)二極管電流 (Is)。注意原邊電流是勵磁電流和以原邊為基準的副邊電流之和；但是，由于勵磁電流僅在初級側(cè)流動，它對從初級側(cè)電源傳輸?shù)酱渭墏?cè)負載的功率沒有貢獻。

 

 

 

 

圖2 LLC諧振轉(zhuǎn)換器的工模式

 

A、工作在諧振頻率（圖2 a）

 

在這種模式下，開關(guān)頻率與串聯(lián)諧振頻率相同。當開關(guān) Q1 關(guān)斷時，諧振電流下降到磁化電流的值，不再向次級側(cè)傳輸功率。該電路通過延遲開關(guān) Q2 的導通時間，實現(xiàn)初級側(cè) ZVS 并獲得次級側(cè)整流二極管的軟換向。實現(xiàn) ZVS 的設計條件將在后面討論。然而，很明顯串聯(lián)諧振下的操作僅產(chǎn)生一個操作點。為了涵蓋輸入和輸出變化，必須將開關(guān)頻率調(diào)整為遠離諧振。

 

B、工作在諧振頻率以下（圖2 b）

 

在此，諧振電流在驅(qū)動脈沖寬度結(jié)束之前已經(jīng)下降到磁化電流的值，即使磁化電流繼續(xù)，也會導致功率傳輸停止。在串聯(lián)諧振頻率以下運行仍可實現(xiàn)初級 ZVS 并獲得次級側(cè)整流二極管的軟換向。次級側(cè)二極管處于不連續(xù)電流模式，需要諧振電路中更多的循環(huán)電流來向負載提供相同數(shù)量的能量。這種額外的電流會導致初級和次級側(cè)的傳導損耗更高。然而，應該注意的一個特性是，如果開關(guān)頻率變得太低，初級 ZVS 可能會丟失。這將導致高開關(guān)損耗和幾個相關(guān)問題。這將在后面進一步解釋。

 

C、工作在諧振頻率以上（圖2 c）

 

在這種模式下，初級側(cè)在諧振電路中呈現(xiàn)較小的循環(huán)電流。這減少了傳導損耗，因為諧振電路的電流處于連續(xù)電流模式，從而導致相同負載量的 RMS 電流更小。整流二極管不是軟換向，存在反向恢復損耗，但在諧振頻率以上工作仍然可以實現(xiàn)初級 ZVS。在輕載條件下，高于諧振頻率的操作可能會導致頻率顯著增加。

 

前面的討論表明，可以通過使用 fsw ≥ f0 或 fsw ≤ f0，或通過在 f0 附近改變?nèi)我粋?cè)的 fsw 來設計轉(zhuǎn)換器。進一步的討論將表明，最好的工作在串聯(lián)諧振頻率附近，此時 LLC 轉(zhuǎn)換器的優(yōu)勢最大化。這將是設計目標。

（來源：星球號，作者：electronicLee）