為了理解系統(tǒng)設計人員在為電路板選擇最精確、最具成本效益的電流傳感器時所面對的重要權衡、選擇和挑戰(zhàn)，我們將仔細討論蜂窩基站功率放大器的LDMOS偏置電流監(jiān)控及其它相關應用中的電流檢測。

 

電流監(jiān)控在基站功率放大器中是必不可少的，特別是在調制方法更為復雜3G和LTE中，其峰均功率比從3G W-CDMA的3.5 dB（約2.2比1）到LTE OFDM的8.5 dB（約7.1比1）不等，而大多數(shù)常用2G單載波GSM的峰均功率比為3 dB（約2比1）?？刂骗h(huán)路功能之一是監(jiān)控LDMOS偏置電流，以便能夠針對給定的功率輸出對LDMOS的偏置進行正確調制。通常情況下，此直流偏置電流具有寬動態(tài)范圍，具體視工作條件、最大值或非峰值操作而定。對設計人員而言，這意味著需要一個精密電流傳感器來監(jiān)控50 mA（或者低至15 mA）¹至20 A范圍內的電流，而LDMOS的漏極則偏置到28 V至60 V范圍內的一個高壓。如果利用分流電阻來監(jiān)控此電流，則設計人員只能使用非常小的分流電阻，否則當LDMOS電流為20 A時，其功耗將非常大。例如，在最大電流時，即使10mΩ分流電阻也會消耗4 W功率。

 

雖然存在能夠承受這一功率的分流電阻，但電路板可能要求較低功耗。然而，如果選擇如此低的電阻值，則在低電流（如50 mA）時，10 mΩ分流電阻上的電壓將極其微小(500 μV)，難以利用一個同時還必須承受高共模電壓的電路進行精密監(jiān)控。

 

本文將重點討論能夠在高共模電壓下精確監(jiān)控寬范圍直流電流的電流檢測解決方案。同時還會特別關注溫度性能這一重要參數(shù)，它常常難以校準，但在功率放大器室外應用中必須慎對待。

 

本文將按照設計復雜度從高到低的順序介紹三種可選解決方案，它們能針對各種不同的應用提供可行的高精度、高分辨率電流檢測。

 

1. 使用運算放大器、電阻和齊納二極管等分立器件來構建電流傳感器。這種解決方案以零漂移放大器AD8628為核心器件。

 

2. 使用AD8210等高壓雙向分流監(jiān)控器來提高集成度，并利用其它外部器件來擴展動態(tài)范圍和精度。

 

3. 采用針對應用而優(yōu)化的器件，例如最新推出的AD8217。AD8217是一款易于使用且高度集成的零漂移電流傳感器，輸入共模電壓范圍為4.5 V至80 V。

 

配置一個標準運算放大器進行高端電流檢測

 

圖1所示為一個采用 AD8628的基于算放大器的分立解決方案。采用其它運算放大器時同一設置也有效，但必須盡可能具有下列特性：低輸入失調電壓、低失調電壓漂移、低輸入偏置電流和軌到軌輸入輸出擺幅能力。推薦的其它放大器包括AD8538, AD8571和 AD8551.

 

圖1. 使用運算放大器的分立式大電流檢測解決方案。

 

此電路監(jiān)控高端電流 I。放大器通過齊納二極管打開偏置，本例中其額定值為5.1 V。二極管的使用確保放大器能夠在高共模電平下安全地工作，并且其電源電壓穩(wěn)定在容許的電源限值以內，同時MOSFET將其輸出轉換為電流，進而由電阻 R_L轉換為以地為參考的電壓。這樣，輸出電壓就能饋送至轉換器、模擬處理器和其它以地為參考的器件（如運算放大器或比較器），以便做進一步的信號調理。

 

在此配置中，R_G 上的電壓與 R_SHUNT 上的電壓相等，因為通過MOSFET的反饋會使運算放大器的兩個高阻抗輸入端保持相同的電壓。經(jīng)過R_G 的電流流過FET和 R_L 產(chǎn)生 V_OUTPUT。流過分流電阻的電流I與 V_OUTPUT 的關系可通過公式1表示：

 

   (1)

 

R_SHUNT 選擇：R_SHUNT 的最大值由最大電流時的容許功耗決定，而最小值由運算放大器的輸入范圍和誤差預算決定。一般情況下，為了監(jiān)控10 A以上的電流，R_SHUNT 的值在1 mΩ至10 mΩ之間。如果單個電阻無法滿足功耗要求，或者對PCB而言太大，則R_SHUNT 可能必須由多個電阻并聯(lián)構成。

 

R_G 選擇： R_G 用于將與高端電流成比例的電流轉換到低端。R_G 的最大值由P溝道MOSFET的漏極-源極漏電流決定。假設使用常見的P溝道增強型垂直DMOS晶體管BSS84，那么各種條件下的I_DSS 最大值如表1所示。

 

表1. 漏極-源極漏電流

 

以LDMOS漏極電流監(jiān)控為例，共模電壓為28 V， I_DSS 為100 nA。通過R_L 的最小電流的鏡像至少應為I_DSS的20倍。因此，

 

 

R_G 的最小值由最大負載電流時的容許鏡像電流功耗決定:

 

 

R_BIAS 選擇： 通過R_BIAS 的電流經(jīng)過分流產(chǎn)生運算放大器的靜態(tài)電流和基本恒定的齊納二極管電壓V_Z（它決定運算放大器的電源電壓）。當放大器電流 I_SUPPLY實際上為0且 V_IN 為最大值時，應確保流過齊納二極管的電流不超過其最大調節(jié)電流I_{Z_MAX}:

 

 

當I_SUPPLY 為最大值且V_IN為最小值時，為確保二極管電壓穩(wěn)定，流過其中的電流應大于其最大工作電流I_{Z_MIN}:

 

 

齊納二極管和R_BIAS是這一解決方案的關鍵器件，因為它們消除了后續(xù)電路的高共模電壓，支持使用低壓精密運算放大器。為使電壓保持最高穩(wěn)定性，齊納二極管應具有低動態(tài)電阻和低溫度漂移特性。

 

R₁ 選擇: R₁ 用于在輸入瞬變超過運算放大器的電源電壓時限制放大器輸入電流。建議使用10 kΩ電阻。

 

所選運算放大器的失調電壓V_OS和失調電流 I_OS是非常重要的指標，特別是在分流電阻值和負載電流很低的情況下。 V_OS + I_OS × R₁必須小于I_MIN × R_SHUNT, 否則放大器可能會飽和。因此，為獲得最佳性能，最好使用具有零交越失真的軌到軌輸入放大器。

 

對于這種分立解決方案，另一個需要考慮的問題是溫度漂移。即使采用零漂移放大器，也非常難以優(yōu)化，或者需要付出高昂代價才能優(yōu)化下列分立器件所引起的漂移：齊納二極管、MOSFET和電阻。從表1可知，當V_GS = 0 V 且 V_DS = –50 V時，隨著工作溫度從25°C變?yōu)?25°C，MOSFET的I_DSS 最大值從–10 μA變?yōu)?ndash;60 μA。此漂移會降低系統(tǒng)在整個溫度范圍內的精度，特別是當受監(jiān)控的電流很低時。齊納二極管的漂移特性會影響放大器電源的穩(wěn)定性，因此所用放大器應當具有高電源抑制(PSR)性能。

 

此外，設計人員必須意識到這一解決方案的功效很低，因為 R_BIAS.消耗了大量功率。例如，如果總線共模電為28 V，齊納二極管輸出電壓為5.1 V且R_BIAS為1000 Ω電阻，那么該電路的無用功耗將超過0.52 W。這會增加功耗預算，設計時必須考慮這一點。

 

利用AD8210和外部器件進行高端電流檢測

 

圖2a所示為集成高壓雙向分流監(jiān)控器 AD8210 的簡化框圖；圖2b所示為采用外部基準電壓源的單向應用。

 

圖2. (a) 高壓雙向分流監(jiān)控器AD8210 

 

(b) 采用外部基準電壓源的寬范圍單向應用

 

AD8210可以放大正或負電流流過分流電阻時產(chǎn)生的小差分輸入電壓，同時抑制高共模電壓（最高65 V），并提供以地為參考的緩沖輸出。

 

如圖2a所示，它主要包括兩個模塊：一個差分放大器和一個儀表放大器。輸入端通過 R₁ 和 R₂連接到差分放大器A1。A1利用Q1和Q2調整流經(jīng) R₁ 和 R₂的小電流，使其自身輸入端上的電壓為零。當 AD8210的輸入信號為0 V時， R₁ 和 R₂中的電流相等。當該差分信號非零時，一個電阻中的電流增大，另一個電阻中的電流則減小。電流差與輸入信號的大小和極性成正比。

 

R₃ 和 R₄將流經(jīng)Q1和Q2的差分電流轉換為差分電壓。A2配置為儀表放大器，用于將該差分電壓轉換為單端輸出電壓。通過精密調節(jié)的薄膜電阻在內部將增益設置為20 V/V。

 

使用 V_REF1 和V_REF2引腳可以輕松調整輸出基準電壓。在處理雙向電流的典型配置中， V_REF1連接到 V_CC，而 V_REF2 連接到GND。這種情況下，當輸入信號為0 V時，輸出以V_CC/2為中心電壓。因此，對于5 V電源，輸出以2.5 V為中心電壓。根據(jù)分流電阻上的電流方向不同，輸出將大于或小于2.5 V。

 

這種配置非常適合充電/放電應用，但如果用戶需要利用整個輸出范圍來測量一個單向電流，那么一種典型方法就是利用外部源來設置該范圍，如圖2b所示。此時，一個電阻分壓器經(jīng)過一個運算放大器緩沖來驅動連在一起的 V_REF1 和 V_REF2引腳，從而使輸出發(fā)生偏移。

 

當負載電流接近0時，單單依靠放大器難以監(jiān)控負載電流。采用5 V電源時，AD8210的線性輸出范圍為50 mV至4.9 V。假設應用中的分流電阻為10 mΩ，那么其上流過的最小電流必須大于250 mA，才能確保AD8210的輸出高于其50 mV的最低點。

 

 

圖2b所示配置引入了一個偏移，以便測量更小的電流。當放大器增益為20 V/V時，輸出電壓與監(jiān)控電流之間的關系可以通過公式2表表示：

 

   (2)

 

例如，當電阻R₁和 R₂分別為9800 Ω和200 Ω時，失調電壓為100 mV。當差分輸入為0 V時，AD8210的輸出是100 mV，仍然落在線性范圍之內。如果分流電流范圍為50 mA至20 A，當R_SHUNT = 10 mΩ時，輸入范圍將是0.5 mV至200 mV，AD8210的輸出范圍是10 mV至4 V加上失調電壓，即0.11 V至4.1 V，完全位于其額定線性范圍以內。

 

事實上，利用這種配置，設計人員可以將AD8210的輸出偏移到電源范圍內的任何一點，從而處理具有任何非對稱性的任意電流范圍。由于精密調節(jié)的電阻內部連接到基準輸入端，因此需要使用一個運算放大器來緩沖分壓器。為了獲得最佳結果，應當以低阻抗來驅動這些輸入端?？捎脕砭彌_外部基準電壓源的精密低成本運算放大器包括 AD8541, AD8601, AD8603, AD8605, AD8613, AD8691和 AD8655等。

 

與分立解決方案相比，這種集成解決方案要求分流監(jiān)控器具有高共模電壓范圍，當輸出電壓范圍無法達到電流檢測范圍要求時，它還要求輸出偏移。但它能夠處理雙向電流監(jiān)控，并且避免了上述溫漂和功耗問題。AD8210失調漂移和增益漂移的保證最大值分別為8 μV/°C與20 ppm/°C。如果使用AD8603作為緩沖器，它所貢獻的失調僅有1 μV/°C，與AD8210已經(jīng)很低的失調電壓漂移相比可以忽略不計。分壓器R₁和 R₂的功耗為：

 

 

以圖2b所示的參數(shù)進行計算，其功耗僅為1.2 mW。

 

利用零漂移AD8217進行高端電流監(jiān)控

 

ADI公司最近推出了一款高壓電流傳感器AD8217，它具有零漂移和500 kHz帶寬，專門用來增強寬溫度、輸入共模和差分電壓范圍內的分辨率和精確度。圖3a所示為該器件的簡化框圖；圖3b顯示了一個典型應用。

 

圖3. (a) 高分辨率、零漂移分流監(jiān)控器AD8217 

 

(b) 利用AD8217進行高端電流檢測

 

了測量流過小分流電阻的極小電流，AD8217提供最小值為20 mV的輸出范圍（整個溫度范圍內），優(yōu)于AD8210的50 mV范圍。因此，如果分流電阻上受監(jiān)控的最小負載電流在電流傳感器中產(chǎn)生20 mV的最小輸出（相當于1 mV的最小輸入），則用戶可以選擇按圖3b所示來配置AD8217。AD8217的輸出電壓與輸入電流之間的關系可以通過公式3表示：

 

   (3)

 

AD8217 內置一個低壓差調節(jié)器(LDO)，它能為放大器提供恒壓電源。該LDO可以承受4.5 V至80 V的高共模電壓，其功能基本上與圖1中的齊納二極管相似。

 

AD8217的工廠設定增益為20 V/V，在整個溫度范圍內的最大增益誤差為±0.35%。整個溫度范圍內的初始失調額定值為±300 μV，而且溫漂非常小，僅有±100 nV/°C，這些特性可以改善任何誤差預算。緩沖輸出電壓可以直接與任何典型的模數(shù)轉換器接口。當輸入差分電壓至少為1 mV時，無論是否存在共模電壓，AD8217都能提供正確的輸出電壓。像上例一樣使用10 mΩ分流電阻時，最小電流可以低至100 mA。

 

單芯片解決方案避免了分立解決方案的溫漂和功耗問題。

 

性能比較

 

以下部分將給出通過比較這三種不同方法所獲得的測試結果。測試時通過改變輸入電壓和負載電阻來調整流過分流電阻的輸入電流。在所示數(shù)據(jù)中，已執(zhí)行初始校準來消除與電路板中所有器件相關的初始增益和失調誤差。

 

圖4為利用圖1所示電路測得的 R_L上的輸出電壓與流過R_SHUNT的輸入電流低端值之間的線性關系圖。R_SHUNT為 10 mΩ; R_G 為 13 Ω; R_BIAS 為 100 Ω; R₁ 為 10 kΩ; 負載電阻為 200 Ω; R_L 為 200 Ω; 齊納二極管輸出為5.1 V；運算放大器為AD8628；MOSFET為BSS84。最大相對誤差為0.69%，而校準后的平均誤差為0.21%。

 

圖4. 采用圖1中 AD8628獲得的低電流測試結果

 

圖5為利用圖2b所示電路測得的AD8210輸出電壓與流過R_SHUNT的輸入電流低端值之間的線性關系圖。R_SHUNT 為10 mΩ; R₁ 為 20 kΩ; R₂ 為 0.5 kΩ; 負載電阻為 200 Ω. 外部基準電壓緩沖器為AD8603。最大相對誤差為0.03%，而校準后的平均誤差為0.01%。

 

圖5. 采用圖2b中AD8210獲得的低電流測試結果

 

圖6為利用圖3b所示電路測得的AD8217輸出電壓與流過R_SHUNT的輸入電流低端值之間的線性關系圖。R_SHUNT 為 10 mΩ, 且負載電阻為50 Ω。最大相對誤差為0.088%，而線性校正后的平均誤差為0.025%。

 

圖6. 采用圖3b中AD8217獲得的低電流測試結果

 

注意，測試有必要集中在范圍的低端，而不是涵蓋50 mA至20 A的整個范圍。原因是線性度變化主要處于范圍的低輸出電壓（低單極性電流）部分。

 

此外還在–40°C、+25°C和+85°C下對每種解決方案進行了溫度實驗。表2給出了利用+25°C下的校正系數(shù)來校準–40°C和+85°C下的數(shù)據(jù)時的最大相對誤差和平均誤差。

 

表2. 不同溫度下使用同一校正系數(shù)時的最大誤差和平均誤差

 

如果系統(tǒng)中有溫度傳感器可用，則可以使用不同的校正系數(shù)來校準不同溫度下的數(shù)據(jù)，但這會導致器件數(shù)量增多和制造成本增加。表3給出了在–40°C、+25°C和+85°C下使用不同校正系數(shù)時的最大相對誤差和平均誤差。

 

表3. 不同溫度下使用不同校正系數(shù)時的最大誤差和平均誤差

 

溫度實驗表明，利用自穩(wěn)零技術的器件可以在寬溫度范圍內提供高精度性能，特別是AD8217。

 

圖7. AD8628分立解決方案的溫度實驗

 

圖8. AD8210集成解決方案的溫度實驗

 

圖9. AD8217單芯片解決方案的溫度實驗

 

結論

 

測試結果表明，所有三種解決方案都能用于寬動態(tài)范圍的高端電流檢測：所有三種解決方案的輸出都是線性的，而采用AD8217的解決方案具有最佳的誤差性能，并且不需要獨立電源。此外，±100-nV/°C的失調漂移特性使它非常適合在–40°C至+125°C的溫度范圍內使用，能夠在溫度范圍內提供最高精度性能。就系統(tǒng)設計而言，單芯片解決方案可以節(jié)省PCB面積，簡化PCB布局，降低系統(tǒng)成本，并提高可靠性。這些特點特別適用于負載電流范圍很寬且動態(tài)范圍至關重要的單向電流檢測應用。

 

根據(jù)測試結果可以得知：對于寬動態(tài)范圍的單向高端電流檢測和監(jiān)控應用，AD8217是三種解決方案中最合適的一種。我們還注意到，AD8210解決方案的工作范圍可以低至0 V輸入，這對檢測短接至地的條件可能有利。還應注意，AD8210能夠以單芯片監(jiān)控雙極性電流，例如在充電/放電應用中。

 

在要求最佳系統(tǒng)性能的實際系統(tǒng)設計中，建議采用校準和溫度檢測。

 

致謝

 

Ryan Du先生在ADI公司實習期間，幫助完成了本文的分立解決方案設置和測量部分。

 

¹依據(jù)天線接口標準組織(AISG) 1.1。

 

 

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