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雙開關(guān)正激轉(zhuǎn)換器及其應(yīng)用設(shè)計

發(fā)布時間:2010-03-02 來源:安森美半導體

中心議題:
  • 雙開關(guān)正激轉(zhuǎn)換器更易于實現(xiàn)
  • 探討雙開關(guān)正激轉(zhuǎn)換器在低待機能耗應(yīng)用中的設(shè)計 
解決方案:
  • 比較三次繞組、RCD鉗位及雙開關(guān)正激等常見的磁芯復位技術(shù);
  • 分析雙開關(guān)正激轉(zhuǎn)換器的優(yōu)勢
  • 基于雙開關(guān)正激磁芯復位技術(shù)的NCP1252固定頻率控制器



    摘要與三次繞組和RCD鉗位等常見變壓器磁芯復位技術(shù)相比,雙開關(guān)正激技術(shù)不需要特殊的復位電路,更易于實現(xiàn),且保證可靠的磁芯復位,適用的功率等級比單開關(guān)正激技術(shù)更高。安森美半導體的NCP1252是一款增強型雙開關(guān)正激轉(zhuǎn)換器,具有可調(diào)節(jié)開關(guān)頻率及跳周期模式,帶閂鎖過流保護等多種保護特性,適合計算機ATX電源、交流適配器、UC38xx替代及其它任何需要低待機能耗的應(yīng)用。
 
單開關(guān)(或稱單晶體管)正激轉(zhuǎn)換器是一種最基本類型的基于變壓器的隔離降壓轉(zhuǎn)換器,廣泛用于需要大降壓比的應(yīng)用。這種轉(zhuǎn)換器的優(yōu)點包括只需單顆接地參考晶體管,及非脈沖輸出電流減小輸出電容的均方根紋波電流含量等。但這種轉(zhuǎn)換器的功率能力小于半橋或全橋拓撲結(jié)構(gòu),且變壓器需要磁芯復位,使這種轉(zhuǎn)換器的最大占空比限制在約50%。此外,金屬氧化物半導體場效應(yīng)管(MOSFET)開關(guān)的漏電壓變化達輸入電壓的兩倍或更多,使這種拓撲結(jié)構(gòu)較難于用在較高輸入電壓的應(yīng)用。

1:正激轉(zhuǎn)換器不帶磁芯復位與帶磁芯復位之對比。
 
正激轉(zhuǎn)換器中,變壓器的磁芯單方向磁化,在每個開關(guān)周期都需要采用相應(yīng)的措施來使磁芯復位到初始值,否則勵磁電流會在每個開關(guān)周期增大,經(jīng)歷幾個周期后會使磁芯飽和,損壞開關(guān)器件。相對而言,如果有磁芯復位,電流就不會在每個開關(guān)周期增大,電壓會基于勵磁電感(Lmag)反相并使磁芯復位。圖1以單開關(guān)正激轉(zhuǎn)換器為例,簡要對比了無磁芯復位與有磁芯復位的電路圖及勵磁電感電流波形。
 
有3種常見的標準磁芯復位技術(shù),分別是三次繞組,電阻、電容、二極管(RCD)鉗位和雙開關(guān)正激。三次繞組磁芯復位技術(shù)的電路示意圖參見圖1b),這種技術(shù)能夠提供大于50%的占空比,但開關(guān)Q1的峰值電壓可能大于輸入電壓的2倍,而且變壓器有三次繞組,使變壓器結(jié)構(gòu)更復雜。RCD鉗位磁芯復位技術(shù)也能使占空比大于50%,但需要寫等式和仿真,以檢驗復位的正確性,讓設(shè)計過程更復雜。RCD鉗位技術(shù)的成本比三次繞組技術(shù)低,但由于復位電路中的鉗位電阻消耗能量,影響了電源轉(zhuǎn)換效率。


 
2:雙開關(guān)正激轉(zhuǎn)換器電路原理圖。
 
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與前兩種磁芯復位技術(shù)相比,雙開關(guān)正激更易于實現(xiàn),而且開關(guān)Q1上的峰值電壓等于輸入電壓,降低了開關(guān)所承受的電壓應(yīng)力。這種技術(shù)需要額外的MOSFET (Q2)和高端驅(qū)動器,且需要2個高壓低功率二極管(D3和D4),參見圖2。雙開關(guān)正激技術(shù)的每個開關(guān)周期包含3步:第1步,開關(guān)Q1、Q2及二極管D1導通,二極管D2、D3及D4關(guān)閉;第2步,開關(guān)Q1、Q2及二極管D1關(guān)閉,而二極管D2、D3及D4導通;第3步,開關(guān)Q1、Q2及二極管D1仍然關(guān)閉,二極管D2仍然導通,而二極管D3及D4則關(guān)閉。
 
當然,采用這種技術(shù)后,轉(zhuǎn)換器就成了雙開關(guān)正激轉(zhuǎn)換器,它不同于單開關(guān)正激轉(zhuǎn)換器,不需要特殊的復位電路就可以保證可靠的變壓器磁芯復位,可靠性高,適合更高功率等級。
 
NCP1252雙開關(guān)正激轉(zhuǎn)換器演示板規(guī)格概覽
NCP1252是安森美半導體新推出的一款改進型雙開關(guān)正激轉(zhuǎn)換器,適合于計算機ATX電源、交流適配器、UC38XX替代及其它任何要求低待機能耗的應(yīng)用,相關(guān)能效測試結(jié)果將在后文提及。這器件也是一種固定頻率控制器,帶跳周期模式,能夠提供真正的空載工作。此外,NCP1252具有可調(diào)節(jié)開關(guān)頻率,增強設(shè)計靈活性;還帶有閂鎖過流保護功能,能夠承受暫時的過載。其它特性還包括可調(diào)節(jié)軟啟動時長、內(nèi)部斜坡補償、自恢復輸入欠壓檢測等。
 
NCP1252與市場上不含輸入欠壓檢測 、軟啟動及過載檢測的UC384x系列器件相比,提供這系列器件所不包含的這些功能(額外實現(xiàn)成本為0.07美元),降低成本并提升可靠性。
 
安森美半導體基于NCP1252構(gòu)建的演示板規(guī)格包括:
輸入電壓范圍:350至410 Vdc;
輸出電壓:12 Vdc,精度±5%;
額定輸出功率:96 W (8 A);
最大輸出功率:120 W (每分鐘持續(xù)5秒);
最小輸出功率:真正空載(無假負載);
輸出紋波:50 mV峰值至峰值;
最大瞬態(tài)負載階躍:最大負載的50%;
最大輸出壓降:250 mV (5 µs內(nèi)從輸出電流=50%到滿載(5 A到10 A))。
 
NCP1252應(yīng)用設(shè)計:功率元件計算

1) 變壓器匝數(shù)比、占空比及勵磁電感

首先計算變壓器在連續(xù)導電模式(CCM)下的匝數(shù)比N。

根據(jù)等式(1)可以推導出等式(2):

其中,Vout是輸出電壓,η是目標能效,Vbulk min是最小輸入電壓(即350 Vdc),DCmax是NCP1252的最大占空比,N是變壓器匝數(shù)比。

相應(yīng)我們也可以驗證出高輸入線路電壓(410 Vdc)時最小占空比,見等式(3):

為了恰當?shù)卮判緩臀唬枰獦O小的勵磁電流來對繞組電壓反相。根據(jù)經(jīng)驗法則,勵磁電流為初次峰值電流(Ip_pk)的10%。其中,Ip_pk取值0.94,這數(shù)值的計算過程參見后文。變壓器勵磁電感的計算見等式(4):

2) LC輸出濾波器
首先選擇交越頻率(fC)。因開關(guān)噪聲緣故,fC大于10 kHz時要求無噪聲布線,難于設(shè)計。故不推薦在較高的頻率交越,直接選定fC為10 kHz。

如果我們假定由fC、輸出電容(Cout)及最大階躍負載電流(ΔIout)確定出ΔIout 時的最大壓降(Vout)為250 mV,我們就能寫出下述等式:

我們選擇的是2顆松下FM系列的1,000 µF@16V 電容。從電容規(guī)范中解析出:

Ic,rms=5.36 A @ TA=+105 ℃
RESR,low = 8.5 mW @ TA = +20  ℃
RESR,high = 28.5 mW @ TA = -10  ℃

接下來,以ΔIout = 5 A 來計算ΔVout ,見等式(7):

這里有一個經(jīng)驗法則,就是選擇等式(6)計算出來的值一半的等效串聯(lián)電阻(ESR)電容:RESR,max = 22 mW @ 0 ℃。這個規(guī)則考慮到了電容工藝變化,以及留出一些電源在極低環(huán)境溫度條件下啟動工作時的裕量。

最大峰值到峰值電流(ΔIL)的計算見等式(8):

要獲取輸出電感值,我們能夠?qū)懗鲫P(guān)閉時間期間的降壓紋波電流等式:

                                                            (12)
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對等式(9)進行轉(zhuǎn)換,就可以得到等式(10),最終我們選擇27 µH的標準值。



輸出電容的均方根電流(ICout,rms)計算見等式(11):



其中,額定電感時間常數(shù)(τ)的計算見等式(12):



3) 變壓器電流
經(jīng)過一系列計算(詳細計算過程參見參考資料3),可以得到:次級峰值電流(IL_pk)為11.13 A,次級谷底電流(IL_valley)為8.86 A,初級峰值電流(Ip_pk)為0.95 A,初級谷底電流(Ip_valley)為0.75 A,初級均方根電流(Ip,rms)為0.63 A。


4) MOSFET
由于NCP1252是雙開關(guān)正激轉(zhuǎn)換器,故作為開關(guān)的功率MOSFET的最大電壓限制為輸入電壓。通常漏極至源極擊穿電壓(BVDSS)施加了等于15%的降額因數(shù),如果我們選擇500 V的功率MOSFET,降額后的最大電壓應(yīng)該是:500 V x 0.85 = 425 V。我們選擇的功率MOSFET是采用TO220封裝的FDP16N50,其BVDSS為500 V,導通阻抗(RDS(on))為0.434 Ω(@Tj=110℃),總門電荷(QG)為45 nC,門極至漏極電荷(QGD)為14 nC。


MOSFET的導電損耗、開關(guān)導通損耗計算見等式(13)到(14):



其中,交迭時間(Δt)由下列等式計算得出:



MOSFET的開關(guān)關(guān)閉損耗見等式(16):



其中,交迭時間(Δt)由下列等式計算得出:



因此,MOSFET的總損耗為:


5) 二極管
次極二極管D1和D2維持相同的峰值反相電壓(PIV),結(jié)合二極管降額因數(shù)(kD)為40%,可以計算出PIV,見等式(19):



由于PIV<100 V,故能夠選擇30 A、60 V、TO-220封裝的肖特基二極管MBRB30H60CT。


二極管導通時間期間的導電損耗為:



關(guān)閉時間期間的導電損耗為:



NCP1252應(yīng)用設(shè)計:NCP1252元件計算
1) 用于選擇開關(guān)頻率的電阻Rt
采用一顆簡單電阻,即可在50至500 kHz范圍之間選擇開關(guān)頻率(FSW)。假定開關(guān)頻率為125 kHz,那么我們就可以得到:



其中,VRt是Rt引腳上呈現(xiàn)的內(nèi)部電壓參考(2.2 V)。


2) 感測電阻
NCP1252的最大峰值電流感測電壓達1 V。感測電阻(Rsense)以初級峰值電流的20%余量來計算,其中10%為勵磁電流,10%為總公差:



3) 斜坡補償
斜坡補償旨在防止頻率為開關(guān)頻率一半時出現(xiàn)次斜坡振蕩,這時轉(zhuǎn)換器工作在CCM,占空比接近或高于50%。由于是正激拓撲結(jié)構(gòu),重要的是考慮由勵磁電廠所致的自然補償。根據(jù)所要求的斜坡補償(通常為50%至100%),僅能夠外部增加斜坡補償與自然補償之間的差值。


目標斜坡補償?shù)燃墳?00%。相關(guān)計算等式如下:
內(nèi)部斜坡:



初級自然斜坡:



次級向下斜坡:



自然斜坡補償:


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由于自然斜坡補償?shù)陀?00%的目標斜坡補償,我們需要計算約33%的補償:




由于RcompCCS網(wǎng)絡(luò)濾波需要約220 ns的時間常數(shù),故:


  

4) 輸入欠壓電阻
輸入欠壓(BO)引腳電壓低于VBO參考時連接IBO電流源,從而產(chǎn)生BO磁滯。



NCP1252演示板圖片及性能概覽
NCP1252演示板的詳細電路圖參見參考資料2,其頂視圖和底視圖則見圖3。



圖3:NCP1252演示板的頂視圖及底視圖。
 
在室溫及額定輸入電壓(390 Vdc)條件下,NCP1252演示板不同負載等級時的能效如圖4所示。從此圖可以看出,負載高于40%最大負載時,工作能效高于90%。這演示板還能藉在轉(zhuǎn)換器次級端同步整流,進一步提升能效達幾個百分點。
 
  
4NCP1252演示板在室溫及額定輸入電壓(390 Vdc)條件下的能效圖。
 
如前所述,NCP1252提供軟啟動功能,其中一個目標應(yīng)用就是替代UC38xx。NCP1252有一個專用引腳,支持調(diào)節(jié)軟啟動持續(xù)時間及控制啟動期間的峰值。
 
另外,NCP1252的待機能耗性能也很突出。這器件能藉將輸入欠壓(BO)引腳接地來關(guān)閉,而關(guān)閉時VCC輸入端汲入的電流小于100 µA。
 
總結(jié):
本文介紹了正激轉(zhuǎn)換器磁芯復位技術(shù)的原理,比較了三次繞組、RCD鉗位及雙開關(guān)正激等常見的磁芯復位技術(shù),分析了雙開關(guān)正激轉(zhuǎn)換器的優(yōu)勢,并結(jié)合安森美半導體基于雙開關(guān)正激磁芯復位技術(shù)的NCP1252固定頻率控制器,分享了這雙開關(guān)正激轉(zhuǎn)換器的應(yīng)用設(shè)計過程。這器件集成了輸入欠壓檢測、軟啟動及過載檢測等眾多特性。測試結(jié)果顯示,NCP1252提供極高的工作能效和極低的待機能耗,適合UC38xx替代、ATX電源、適配器及其它任何要求低待機能耗的應(yīng)用。
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